การออกแบบและการพันเอาท์พุททรานส์ฟอร์เมอร์

สงวนลิขสิทธิ์ 1999-200 5 โดย AHT RESEARCH
แปลและเรียบเรียง ทีมงาน AHT

ทำความเข้าใจกับ ส่วนต่างๆ ของหม้อแปลง

 

แผ่นเหล็ก E-I

แผ่นเหล็กแบนๆ ที่อยู่เป็นขั้นๆของหม้อแปลง ประกอบขึ้นด้วยแผ่นคู่รูปตัว E และตัว I จำนวนมาก , ส่วนกลางที่ยื่นออกมา หรือลิ้นของตัว E จะสอดเข้าสู่ตรงกลางของขดลวด มัน ต, และแผ่นรูปตัว I ปิดตรงปลาย เหมือนคำว่า " EI" ดังนั้นรูปแบบของแกนเหล็กนี้ จะส่งให้มีสนามแม่เหล็กผ่านส่วนกลาง และส่วนนอกของขดลวด

แผ่นเหล็กที่ไม่มีการเหลือเศษ

แผ่นชั้นของหม้อแปลงจะประกอบด้วยแผ่นรูป E สองชิ้นและตัว I สองชิ้น ซึ่งถูกปั๊มขึ้นจากแผ่นเหล็กสี่เหลี่ยมโดยไม่มีเศษเหลือเลย เป็นรูปแบบของการทำให้ราคาเหล็กต่ำที่สุด, และเป็นมาตรฐานของการผลิตของหม้อแปลงอย่างปกติที่ไม่ได้เป็นแบบที่ใช้ในงานพิเศษอื่นๆ, อัตราส่วนต่างๆจะมีความพิเศษอย่างเห็นได้ชัด ตัว I ปั๊มจากตรงปลายที่ชนกับตัว E ส่วนกลางของ ตัว E จะ กว้างเป็นสองเท่าของตรงปีก ส่วนช่องว่างที่ปั๊มออกจากตัว E ซึ่งกลายเป็นตัว I จะสูงเป็น ครึ่งหนึ่งของความสูงของตัว . เมื่อมีอัตราส่วนที่ตายตัวดังนี้ ขนาดของแกน EI จะถูกตั้งชื่อจาก จากความกว้างของลิ้น เช่น EI100 จะมีลิ้นกว้าง 1.00 นิ้ว. EI150 จะมีลิ้นกว้าง 1.5" เป็นต้น

ค่าอินดักแตนต์ปฐมภูมิ

ถ้าเราต่อแต่ขดปฐมภูมิ(ไพรมารี่)ของหม้อแปลง แล้ววัดค่าอินดักแตนซ์ ไม่มีพลังงานส่งผ่านไปยังขดทุติยภูมิ มันก็จะดูเหมือน(และเป็น) พวกขดลวดอินดักเตอร์ธรรมดา ปริมาณอินดักแตนซ์ที่วัดได้คือค่าค่าอินดักแตนซ์ปฐมภูมิ ค่าอินดักแตนซ์ปฐมภูมิเป็นผลมาจาก เหล็ก และอากาศในสนามแม่เหล็ก ซึ่งมีค่าไม่เป็นเชิงเส้น เราจะได้ค่าต่างๆกันเมื่อสภาพการทำงานต่างๆเปลี่ยนไป

ค่าอินดักแตนต์ทุติยภูมิ

ก็เป็นเช่นกัน กับขดปฐมภูมิ

อินดักแตนซ์รั่วไหล

ค่าอินดักแตนซ์รั่วไหล ก็คือค่า อินดักแตนซ์ ที่เป็นผลจาก ส่วนต่างๆของสนามแม่หล็กในขดปฐมภูมิ ที่ไม่ได้ส่งผลไปยังขดทุติยภูมิ เป็นค่าอินดักแตนซ์ที่ขดทุติยภูมิไม่สมารถดึงกำลังมาได้ เป็นการสูญเสียทางประสิทธิภาพของหม้อแปลง. ถ้าลัดวงจรทางทุติยภูมิ และวัดอินดักแคนซ์ ทางปฐมภูมิ, เราก็สามารถที่จะหาค่าการรั่วไหลทางอินดักแตนว์ได้ โดยมันเสมือนจะเป็นการต่ออนุกรมกับการพันลวดขดปฐมภูมิ

ค่าสูญเสียในแกน

แกนเหล็กนี้ก็เป็นตัวนำไฟฟ้าด้วย, สนามแม่เหล็กที่ผ่านตัวมัน จะก่อให้เกิดกระแสไฟฟ้าในเนื้อเหล็ก. ทำให้เกิดการสูญเสียพลังงาน, ซึ่งออกมาในรูปของความร้อน ซึ่งเป็นสิ่งที่จะต้องสูญเสียออกไป เมื่อเราเลือกที่จะใช้ทรานสฟอร์เมอร์. ค่าสูญเสียนี้ขึ้นอยู่กับค่าความถี่, และจะเพิ่มขึ้นเพิ่มเป็นเส้นตรง เมื่อความถี่สูงขึ้น

กระแสเอ็ดดี้

กระแสเอ็ดดีเกิดจากการเหนี่ยวนำอยู่ในเนื้อของตัวนำซึ่งอยู่ในสนามแม่เหล็ก - เช่นแกนเหล็กของหม้อแปลง. ภายในชิ้นเหล็กนี้จะเหมือนหม้อแปลงที่ลัดวงจร และก่อเกิดสนามแม่เหล็กขั้น, ดังนั้นกระแสนี้จะมีปริมาณมาก, และก่อให้เกิดความร้อนในเนื้อเหล็ก, เป็นการสูญเสียพลังงานในแกน

การสูญเสียในลวดทองแดง

ทองแดงไม่ได้เป็นตัวนำที่ดีที่สุด. กระแสที่เคลื่อนผ่านความต้านทานของลวด ทำให้เกิดความร้อนสูญเสียออกมา

หน้าต่างที่ใช้พันลวด

เป็นบริเวณช่องว่างของแกนเหล็กที่ให้ลวดเข้าอยู่ได้

มาร์จิ้น(ช่องไฟ)

ช่องว่างที่ปลายของแกนขดลวด ที่ไม่มีการพันลวดทองแดง จะช่วยให้ลวดไม่เข้าสู่ตรงขอบมากเกินไป ช่วยแยกโวลเตจระหว่างชั้นและและช่วยในการพันให้ง่ายขึ้น

การแทนที่ช่องว่าง

ปริมาณของช่องว่างที่ถูกเติมด้วยลวดที่พัน แสดงเป็นเปอร์เซนต์

เหล็กหม้อแปลงทั่วไป จะมีการอิ่มตัวที่ประมาณ 14 to 20 กิโลเกาส์(kGauss ) พวกวัสดุเซรามิกจะอิ่มตัวที่ 3-4kGauss. วัสดุต่างๆนี้จะอิ่มตัวที่ใกล้เคียงสนาม H ซึ่งแรงนี้จะบังคับสนามแม่เหล็กให้วิ่งไปบนตัวกลางแม่เหล็ก วัดค่าเป็นแอมแปร์-รอบต่อหนึ่งหน่วยของวงจรแม่เหล็ก- มักจะวัดเป็นแอมแปร์-รอบ ต่อเมตร

กราฟความโค้ง B-H เป็นสิ่งง่ายๆ โดยเหตุจากสนามแม่เหล็กไฟฟ้า H. ก่อให้เกิดสนามแม่เหล็ก B ให้สังเกตค่าความชันของ กราฟสนาม B กับสนาม H ถ้ามีค่าสุง การซึมซับสนามแม่เหล็ก(magnetic permeability ) ของวัสดุจะสูงการอิ่มตัว เมื่อการซึมซับสนามแม่เหล็กหมดสภาพ, สนามแม่เหล็กจากกระแสไฟฟ้า,H ไม่สามารถทำให้เกิดสนามแม่เหล็ก, B เพิ่มได้ เรียกว่าการอิ่มตัว(แซทจูเรชั่น)ของสนามแม่เหล็ก

ระดับขั้น(คลาส)ของฉนวน ฉนวนที่ทนอุณหภูมิ ได้ 105 องศาเซลเซียส จะเรียกว่าคลาส A , ซึ่งพวกคลาส B จะทนได้สูงกว่านี้, ระดับอื่นยิ่งทนได้สุงกว่า โดยฉนวนคลาส A จะเป็นสิ่งที่ใช้ในหม้อแปลงทั่วไปโดยคำนึงว่าไม่ได้มีอุณภูมิที่สูงมากเกืนไป (คำว่าคลาส นี้ ไม่เกี่ยวกับการไบอัสหลอดแต่อย่างใด) การจัดซ้อน(สแต็ก) คือการใส่แกนเหล็กเข้าไปในขดลวด มีหลายวิธีในการซ้อนกันของแผ่นเหล็ก

การใช้ขนาดแผ่นลามิเนตที่ใหญ่ขั้น ลิ้นตรงกลางก็จะใหญ่ตาม, การเรียงชั้นไว้สูงก็คือความสูง(หนา)ของหม้อแปลง เมื่อคูณกับความกว้างของลิ้น นั่นก็คือ พื้นที่หน้าตัดของแกนใน พื้นที่หน้าตัดนี้ยิ่งมากก็จะรับวัตต์ได้สูง เมื่อซ้อนชั้นหนาขึ้นก็จะได้ค่าอินดักแทนซ์มากขึ้น ในจำนวนรอบที่เท่ากัน หรือถ้าคิดที่ค่าอินดักแตนซ์เท่ากัน ก็จะมีจำนวนรอบที่ลดลงเป็นต้นนี่หมายถึงว่า เราสามารถเปลี่ยนแปลงขนาดลวดให้ใหญ่ขึ้นได้ และเกี่ยวเนื่องกับการพันลวดลงช่องว่างของหม้อแปลง

โปรดอ่านต่อตรงนี้ เพื่อที่จะได้เข้าใจวิธีการออกแบบ เอาท์พุททรานส์ฟอร์เมอร์ โดยมีลำดับขั้นดังนี้

1 ทำความเข้าใจ ส่วนประกอบที่ใช้สร้างหม้อแปลงเอาท์พุท

2 ทำความเข้าใจ วงจรสมมูลย์ของหม้อแปลง

3 เขียนความต้องการไว้ (เช่นว่า ต้องการอืมพีแดนซ์ และจำนวนวัตต์เท่าไหร่)

4 เลือกขนาดของแกน

5 คำนวณรอบของขดปฐมภูมิ

6 คำนวณรอบขดทุติยภูมิ

- คำนวณค่าอินดักแทนซ์ที่รั่วไหล

- เลือกขนาดลวดให้พอดีกับช่องว่างของหม้อแปลง

ถ้า ครบทุกข้อแล้วก็ลงมือสร้างได้

อย่างไรก็ตาม เราอาจจะเลือกการพันซ้อนสลับ(interleave) แบบใหม่ และ ทำการต่อลวด,พันลวดใหม่หาวัสดุใหม่ ถ้าได้ผลดี ก็ถือว่าเสร็จเรียบร้อยแล้ว จงมีความสุขในการฟัง หากไม่ได้ผล ให้กับไปเลือกแกนเหล็กใหม่ที่ใหญ่ขึ้น และกระทำซ้ำวนไปตามลำดับ

เขียนความต้องการลงไว้ดังนี้ (และต้องมีการคำนวณหาค่าต่างๆ)

กำลังไฟที่ผ่านหม้อแปลง

ความถี่ต่ำสุดที่ผ่านได้

ความถี่ต่ำสุดที่ผ่านได้

โวลเตจที่ขดขดปฐมภูมิและทุติยภูมิ (หรือการทำอิมพีแดนซืให้แมทช์กัน)

โวลเตจและอัตราส่วนของอิมพีแดนซ์ที่ขดปฐมภูมิและทุติยภูมิ

ความต้องการ, คุณต้องการหม้อแปลงแบบไหน ต้องมีความชัดเจนในเป้าหมาย ว่าจะสร้างแอมป์แบบใด

หลอดเอาท์พุทเบอร์อะไร - อิมพีแดนซ์ที่ต้องการจะเป็นเท่าไหร่ ตัวอย่างเช่น

เราต้องการ ออกแบบหม้อแปลงเอาท์พุทแบบพุชพุล 1 คู่ โดยใช้ หลอดเอาทพุท 6L6 หนึ่งคู่ขับหม้อแปลงแต่ละตัวจากหนังสือคู่มือ เราพบว่าหลอดเบอร์ 6L6's จะให้กำลังขับ 40-5 0 วัตต์ในคลาส AB พุชพุล และต้องการอิมพีแดนซ์ 4400 โอห์มวัดจากเพลทสู่เพลท และใช้ลำโพง 4 หรือ 8 โอห์ม ในเมื่อใช้เป็นแอมป์กีต้าร์ ไม่ได้ขับเบส หรือ ระบบเสียงไฮไฟเพียงกำหนดแค่นี้ คุณจะได้เสปคค่าที่ต้องการออกมามากมายเพื่อทำหม้อแปลง

กำลังและความถี่ต่ำที่ต้องการจะเป็นตัวแปรสำคัญที่กำหนดค่าขนาดเล็ก-ใหญ่ของ หม้อแปลง, และค่าความถี่สูงสุดของ กีต้าร์ไฟฟ้าจะเป็นตัวกำหนดค่าความถี่สูงสุดของหม้อแปลงและขอบเขตสูงสุดของค่าอินดักแตนซ์รั่วไหลซึ่งจะเกิดขึ้น. การเลือกคลาส A หรือ AB เป็นสิ่งสำคัญมาก คือเราจะทราบขอบเขตของกระแสที่ผ่าน ขดปฐมภูมิชองหม้อแปลง และขนาดของลวดที่ใช้

ค่าที่ได้มา:

      กำลังที่ผ่านหม้อแปลง = 50W ( โดยประมาณ)

      ความถี่ต่ำสุดที่ผ่านได้ = 82Hz

      ความถี่สูงสุดที่ผ่านได้ = 10KHz

      โวลเตจและอัตราส่วนของอิมพีแดนซ์ที่ขดปฐมภูมิและทุติยภูมิ : Xp=4400 Xs=8, และ 4 โอห์ม

      อัตราส่วนของอิมพีแดนซ์ที่ขดปฐมภูมิและทุติยภูมิ Xp/Xs= 4400/8=550 และ 4400/4=1100.

      จำนวนรอบขดทุติยภูมิ Ns/Np=23.45 and 33.2 (4 ohms)

      เลือกขนาดแกน โดย ประสพการณ์ หรืออื่นๆ เช่นดูจากหม้อแปลงไฟบ้าน 50-60 เฮิทซ์: ที่เรารู้กำลังวัตต์ หรืออาจทำได้อีกอย่างโดยการคำนวณพื้นที่หน้าตัดของแกน

ถ้าหากจะดูอย่างละเอียด ให้ดูในหนังสือคู่มือการออกแบบหม้อแปลงของ Flanagan จะมีกราฟและตารางอ้างอิงของหม้อแปลงเอาท์พุทแบบต่างๆ จะอย่างไรก็ตาม ประสพการณ์ และการกะเอา จะเป็นสิ่งที่ดีที่สุด และเป็นสิ่งที่มืออาชีพเขาทำกันอยู่จนเป็นเรื่องปกติธรรมดา

มีองค์ประกอบของการออกแบบหม้อแปลง ซึ่งมีอิทธิพลต่อขนาดของแกน และกำหนดให้มันถูกพันออกมาในแนวทางที่ต่างกัน ซึ่งแม้ดูจะธรรมดาคล้ายๆกันหมด แต่มันถูกสร้างโดยการคำนวณที่ซับซ้อน และมีการทดสอบค่าต่างๆ และมักไม่ค่อยได้ใช้ค่าเฉลี่ยๆทั่วๆไป(ไม่ได้พันแบบมั่วๆ)ในการทำ มิสเตอร์โจ ซึ่งเป็นนักออกแบบที่เก่งกาจแล้ว ก็ยังต้องใช้แผนภูมิและตารางอยู่เลย

ถ้าต้องการหาหนทางที่ดีกว่า วิธีที่ง่ายที่สุดในการทำหม้อแปลงดีๆ ให้ดียิ่งขึ้น ก็คือเลือกให้แกนใหญ่ขึ้น ปกติแล้วราคาหม้อแปลงขึ้นอยู่กับราคาแกนเหล็กและทองแดง เทียบกันแล้วค่าแรงมีส่วนเพียงเล็กน้อย

หม้อแปลงเดิมๆที่อยู่ในเครื่องเสียง ก็ถูกกำหนดไว้แบบประหยัดงบประมาณ โดยมีแนวทางที่ว่า ใช้เหล็กและทองแดงให้น้อยที่สุด ลดขนาดให้เล็กและเบาที่สุด เมื่อเราไร้กฎเหล่านี้มาบังคับ ก็จะมีอิสระ ที่จะเลือกทำหม้อแปลงให้ได้คุณภาพสูงสุด เช่นใช้แกนเหล็กที่ใหญ่ขึ้นอีกนิด เพราะขนาดแกน,ขนาดช่องว่างของหม้อแปลง เป็นตัวบังคับหลายๆอย่าง การขยายขนาดโดยใช้การซ้อนชั้นให้หนาขึ้น ( ซึ่งเพิ่มขนาดของแกนเพียงอย่างเดียว) หรือใช้แผ่นที่กว้างขึ้น ก็จะได้พื้นที่หน้าตัดแกนมากขึ้นด้วย

ในทางปฏิบัติควรให้แกนในเป็นสี่เหลี่ยมจตุรัส, (คือความกว้างของลิ้นเท่ากับความหนาชั้นที่ซ้อนขึ้น(แสต็ก)) ถ้าต้องการอินดักแตนซ์มากขึ้นก็ซ้อนกันสูงเป็นสองเท่าของความกว้างลิ้น

การใช้แผ่นเหล็กที่กว้างและซ้อนให้ต่ำกว่าสี่เหลี่ยมจตุรัส ไม่ใช่สิ่งที่ประหยัดเลย แต่ถ้าเราต้องการความสูงของการซ้อนมากกว่า สองต่อหนึ่ง เราควรใช้แผ่นใหญ่ขึ้นหนึ่งขั้น และ ลดขนาดการซ้อนลงหนึ่งในสามจากสี่เหลี่ยมผืนผ้านั้น

หม้อแปลงไฟบ้านก็คือ หม้อแปลงเอาท์พุทที่มีเพียงหนึ่งความถี่ที่ผ่านมัน หม้อแปลงของเรา ขนาด 50W 82 เฮิทซ์ Hz ก็น่าจะมีขนาดใกล้เคียงกับ 50W 60Hz (หม้อแปลงไฟบ้าน)

จุดเริ่มที่ดี คือ ออกแบบแอมป์กีต้าร์เบส โดยที่เสียงจะต่ำว่ากีต้าร์หนึ่งออคเตฟหรือเท่าตัว และกะดูว่าน่าจะหนักกว่าหม้อแปลงของกีต้าร์สักเท่าตัว กะว่าถ้าเป็นหม้อแปลงไฟบ้าน 60 เฮิทซ์ ขนาด100W

หม้อแปลงเอาท์พุทจะมีค่าเป็น VA (Volt -Amperes), นั่นก็คือหน่วยวัตต์ , แต่เอาท์พุทมีการส่งผ่านพลังงาน อาจไม่ใช่วัตต์เต็มๆ นัก แต่มาตรฐานค่าโวลท์และแอมแปร์ก็คือค่าหน่วยเดียวกัน

สรุปจาก Radiotron Designer's Handbook, พิมพ์ครั้งที่ 4:

" ถือเป็นกฏทั่วไป ที่หม้อแปลงเอาท์พุทควรจะมีแกนใหญ่ที่สุด ในงบประมาณหรือความเหมาะสมที่จะยอมให้ได้”

แกนเหล็กซิลิคอนธรรมดาที่มีขนาดใหญ่จะมีผลดีกว่าแกนขนาดเล็กที่ใช้เหล็กอย่างดีมีดารสูญเสียต่ำ

ดังนั้นเมื่อมีข้อสงสัย ก็ให้ท่านเลือกแกนขนาดใหญ่กว่าเข้าไว้

การคำนวณรอบ

คำนวณ Lp= Xp at Fl

คำนวณCompute Np from Lp for สำหรับแกนที่ได้

คำนวณCompute Np for Bmax< คว่ทต้องการวัสดุของแกน

ใช้ค่า Np ที่สูงที่สุด

คำนวณค่ารอบของทุตยภูมิ Ns/Np or Xs/Xp

การคำนวณหาค่าจำนวนรอบ ในการหาค่าจำนวนรอบขดลวดทางปฐมภูมิที่ต้องการ, จะต้องสนองต่อข้อบังคับสองข้อ. ค่าอินดักแตนซ์ทางปฐมภูมิจะต้องมาก และไม่กีดกั้นกำลังที่จะส่งไปยังโหลดแบบสะท้อน(รีเฟลกทีฟโหลด)(สนามแม่เหล็กที่ยุบตัว จะมีกระแสไฟฟ้าย้อนกลับมา) ซึ่งจะมีข้อบังคับว่าว่า อิมพีแดนต์ทางปฐมภูมิ , Xlp ต้องเท่ากับอิมพีแดนซ์ จากเพลทถึงเพลทในความถี่ต่ำสุดที่ให้ผ่านได้ตามต้องการ ( ซึ่งให้การลดลง 3db หรือเสียกำลังลงครึ่งหนึ่ง) ถ้าให้สูณเสียน่อยกว่านี้ก็ต้องเพิ่มค่าอินดักแตนซ์ ตัวอย่างเช่น เราต้องการหม้อแปลง 4400 โอห์ม จากเพลทสู่เพลท และผ่านที่ความถี่ 82Hz ขึ้นไป, ค่า อิมพีแดนซ์ที่ขดปฐมภูมิ Lp = 4400/(2*pi*82) คำวนวณได้เท่ากับ = 8.5 เฮนรี่ (Hy. )

นั่นคือจะได้กำลังออกครึ่งเดียวที่ตัวโน้ตต่ำสุดของกีต้าร์ ถ้าต้องการการตอบสนองดีกว่านี้ ก็ต้อง

เพิ่มทุกอย่างขึ้นเท่าตัว หรือสี่เท่าตัว ซึ่งเราต้องแน่ใจก่อนว่าจะคุ้มกับค่าใช้จ่ายไหม

สมมุติว่า เราต้องการเพิ่มเท่าตัว คือเป็น 17 เฮนรี่. เราก็จะคำนวนหาจำนวนรอบขดลวดทางปฐมภูมิได้

และใช้แกนและการซ้อนที่เรากะไว้แต่แรก ในการออกแบบจริง เราก็ต้องการเพียงการตอบสนองไม่เกิน 1 เดซิเบล(db ) ที่ต่ำกว่า

ความถี่โน้ตต่ำสุด, ไม่ใช่ลดลงถึง3 db ที่คำนวณกันทั่วไป นั้นก็หมายถึงต้องทำค่าอินดักแตนซ์ให้มากกว่านี้อีก

ขอคอมเม้นต์เรื่องค่าอินดักแตนซ์, มันไม่ใช่ที่ค่าคงที่มันจะแปรตามความพิถีพิถันในการจัดเรียงและปรับแต่งแกน, และยังแปรกับไฟกระแสตรงที่ผ่านขดลวด. การคำนวณการค่าอินดักแตนซ์ บางครั้งเราจะไม่ได้ตามเป้าหมายก็ไม่ต้องตกใจ มีการคำนวณได้หลายวิธีมาก

การคำนวณรอบโดยใช้ค่าอินดักแตนซ์ต่ำสุด ซึ่งคำนวณได้สองวิธี

วิธีหนึ่งก็คือ

คำนวณจากค่าซึมซับสนามแม่เหล็กของวัสดุที่ใช้ทำแกนหม้อแปลง

โดยวิธีนี้ N= Sqrt((Lp*l*10**8)/(3.2*A*u))

เมื่อ Lp = ค่าอินดักแตนซ์ทางปฐมภูมิที่ต้องการ

l = ทางเดินของสนามแม่เหล็กของแกน หน่วยเป็นนิ้ว

A= พื้นที่หน้าตัดของแกนใน หน่วยเป็นตารางนิ้ว

u= ค่าซึมซับของวัสดุแกน

ผู้ผลิตวัสดุแกน จะให้ค่าความซึมซับ(permeability ) นี้มาแล้ว หรือเรานำมาวัดค่าเอง ซึ่งเป็นงานที่ยากมาก ผู้ผลิตแผ่น EI จะไม่ให้ค่านี้มา ให้แต่ค่าอินดักแตนซ์ของแกนสี่เหลี่ยมจตุรัสที่มีลวด 1000 รอบ ค่าอินดักแตนซ์นี้จะเป็นเชิงเส้นกับขนาดของแกนเราจึงสามารถคำนวณค่าอินดักแตนซ์ได้จากข้อมูลของผู้ผลิตแกนดังกล่าว

และถ้าทำการย้อนกลับก็จะเป็นจริงด้วย ถ้าเราเลือกขนาดแกนสี่เหลี่ยม และพันลวด( การพัน1000 รอบ เป็นงานที่ยาก แต่วัดค่าได้เที่ยงตรง) เมื่อเราทำได้แล้ว ก็สามารถได้จำนวนรอบขดปฐมภูมิที่ไม่ทำให้แกนอิ่มตัวสำหรับค่าพีคสูงๆ ที่ความถี่ต่ำสุด

วัสดุแกน ปกติมีค่า 14 กิโลเกาส์ (kGauss )สำหรับแผ่นเหล็กซิลิคอน.

เราต้องรู้ค่าสัญญาณพีคและ ความถี่ต่ำสุด ของกีต้าร์ไฟฟ้าเป็น 82 Hz, และกีต้าร์เบสอยู่ที่ 41 Hz ค่าพีคจะหาได้จากค่าไฟบวก (B+) ที่ใช้ แล้วหักออกประมาณ 50 โวลท์ เช่น ไฟ B+ 450V จะให้ค่าสวิงแบบเอซีได้ 400 โวลท์พีคทูพีค ซึ่งมีค่าเท่ากับ 200Vrms ของคลื่นสี่เหลี่ยม , หรือ 142Vrms ของคลื่นไซน์เวฟ

คำนวณขดปฐมภูมิที่ไม่ทำให้แกนอิ่มตัว ที่ความถี่ต่ำสุด

N = (E*10**8)/(kfbA)

เมื่อ E= โวลท์ของสัญญาณเอซีที่ป้อนเข้าไป

      k= 3.5 to 4.44, คือองค์ประกอบ(แฟคเตอร์)ของการจัดซ้อน. ค่า 4 นับเป็นค่าที่ดีของการจัดซ้อนด้วยมือ หรืออย่างดีก็เป็น 4.44 สำหรับสัญญาณกระตุ้นแบบไซน์เวฟ และการซ้อนแกนแบบสมบูรณ์

      f = ความถี่ต่ำสุด

      b = ความหนาแน่นของสนามแม่เหล็ก(ฟลักซ์)ที่มากสุด คือ 10 กิโลเกาส์

สำหรับหม้อแปลงที่ออกแบบดีความเพี้ยนต่ำใช้ในงานไฮ-ไฟ และ 17kG ( หม้อแปลงไฟบ้าน); 14kG สำหรับแอมป์กีต้าร์

      A = พื้นที่หน้าตัดของลิ้นตัว E ที่จัดซ้อนกันขึ้นมา, หน่วยเป็นตารางนิ้ว

ความหนาแน่นของสนามในช่วงสัญญาณพีค(ปลายยอดสูงสุด-ต่ำสุด) จะเกี่ยวเนื่องกับปริมาณความเพี้ยนที่เกิดจากหม้อแปลง ค่าความหนาแน่นสนามแม่เหล็กนี้ ยิ่งต่ำยิ่งดี เมื่อเราต้องการค่าความเพี้ยนต่ำ

ถ้าใช้จำนวนรอบที่มากขึ้น อาจจะต้องใช้ลวดเส้นเล็กลง, ซึ่งจะทำให้สูญเสียกำลังงานในทองแดงมาก, หรือบังคับให้คุณต้องใช้แกนที่ใหญ่ขึ้น ซึ่งจำเป็นต้องคงค่าความหนาแน่นสนาม แม่เหล็กให้ต่ำกว่า 10kGauss ไว้ แม้ว่าจะใช้ในงานไฮ-ไฟ เมื่อคุณใช้ เหล็กซิลิคอน 4% (ที่ใช้กันทั่วๆไป) และถ้าคำนวณได้แล้วทั้งสองแบบ ให้เลือกค่าที่มากมาเป็นจำนวนรอบ . ให้ค่าอินดักแตนซ์ขดปฐมภูมิที่คำนวณไว้ ให้มากกว่าจากการคำนวณ เพื่อให้ได้ค่าความหนาแน่นสนามแม่เหล็กให้ต่ำกว่าระดับที่กำหนด แต่ก็ไม่เสมอไปนัก

คำนวณค่ารอบของขดทุตยภูมิ จาก Ns/Np or Xs/Xp

      จัดหาลวดให้หมาะกับช่องหน้าต่างของหม้อแปลง โดยควรจะเติมช่องว่าง ประมาณ 85% จะพอเหมาะ

เทคนิคอื่นๆ คือ การนับรอบ, การทำมาร์จิ้น, การพันแบบก้นหอย และอื่นๆ

      หาค่าฉนวนระหว่างชั้นและฉนวนระหว่างขดแบบอินเตอร์ไวน์ดิ้ง

การเลือกขนาดลวด

จากการคำนวณที่ผ่านมาเราก็ได้ค่ารอบที่จะพันแล้ว เหลือแต่ขนาดของเส้นลวดเท่านั้น ซึ่งส่วนที่เกิน 85% ขึ้นมาจะพันและใส่แกนได้ยากมาก เราจึงใช้ 85% เป็นเป้าประสงค์แรก

ขดปฐมภูมิ จะเป็นตัวหลักที่ครองพื้นที่และก่อเกิดความสูญเสีย เราจึงให้เนื้อที่ไปเลยครึ่งหนึ่งหรือ 42.5% ของช่องว่าง ส่วนขดทุติยภูมิก็เช่นกัน เราสามารถคำนวณรอบต่อตารางนิ้วสำหรับขนาดลวดที่กำหนดและดูลวดที่เล็กกว่าอีกเบอร์จากตาราง นี่คือลวดที่ใหญ่ที่สุด ที่จะฟิตลงช่องว่างได้พอดี

และเรายังคำนวณขนาดลวดได้จากกระแสที่ผ่านมันได้อีก โดยดูจากตาราง ออกมาเป็นหน่วยมิลลิเมตรวงกลม(circular mils ) ถ้าเราเรากำนวดค่าพื้นที่ต่อกระแสได้เราก็จะได้ขนาดลวดที่จะใช้

โดยประสพการณ์แล้ว, หม้อแปลงรุ่นเก่า จะใช้การพันลวดที่ประมาณ 750 มิลลิเมตรวงกลมต่อแอมแปร์, และพวกใช้งานหนักที่ 1000 มิลลิเมตรวงกลมต่อแอมแปร์ ถ้าเรารู้ค่ากระแสก็สามารถแบ่งมัน และหาขนาดลวดที่ต้องการได้ จะได้ความหนาแน่นของกระแสตามต้องการ และลวดที่ได้ค่อนข้างจะเล็กกว่า วิธี”ใช้พื้นที่มากที่สุด”(maximum area ) ถ้ามันใหญ่กว่า, ต้องใช้ลวดที่มีความหนาแน่นกระแสมากขึ้น ( สูญเสียในทองแดงมากขึ้น, อุณหภูมิสูงขึ้น) หรือใช้แกนใหญ่ขึ้น มีช่องว่างมากขึ้น. โดยทั่วไป, การคำนวณลวดแบบนี้จะกำหนดขนาดสูงสุดของลวด ขณะที่ความหนาแน่นกระแสจะกำหนวดขนาดต่ำสุดของลวด

การคำนวณแต่ละชุดก็ให้คำนวณขอทุติยภูมิของมันมาด้วย. และควรคำนวณการที่ลงลวดได้ฟิตพอดีด้วยและคำนวณว่าพันกี่ชั้น โดยใช้ตารางของลวด คำนวณค่ารอบต่อหนึ่งชั้น ( ให้แน่ใจว่าเป็นค่าเส้นผ่าศูนย์กลางลวด บวกแผ่นฉนวนแล้ว ), ให้เว้นจุดปลายให้ว่าง ณ ที่สุดของแกน บ๊อบบิ้นสัก 1/16" ถึง 1/8" ขั้นอยู่กับขนาดลวด ถ้าเรารู้จำนวนรอบต่อ1ชั้นการพัน เราก็รู้ว่าจะต้องพันกี่ชั้น.

เมื่อได้ค่าลวด จำนวนชั้น มาร์จิ้น อะไรต่างๆหมดแล้ว , เราสามารถคำนวณ และก็สามารถพันลงแกนได้เลย โดยต้องคิดค่าฉนวน ฉนวนระหว่างชั้นต่างๆด้วย ถ้าต้องการให้มีช่องหน้าต่างที่ใหญ่ขึ้น ( โดยใช้แผ่นEI ขนาดใหญ่), จะต้องพันลวดให้น้อยลงบน แกนขนาดใหญ่ โดยถ้าใช้ลวดขนาดเล็กก็มีการสูญเสียในทองแดงมาก. ถ้าใช้ลวดขนาดเล็ก ทบกัน 2-3 ชั้นก็จะลดขนาดความหนาลงได้ ให้ลวดมันฟิตลงช่องได้พอดี ถ้าต้องการให้เสียงออกมาดี จะมีเทคนิคการพันสลับชั้น หรือเรียกว่าอินเตอร์ลีฟ ซึ่งจะได้นำเสนอต่อไป

ค่ารั่วไหลจะลดลงจากจำนวนอินเตอร์ลีฟของการทำยกกำลังสอง เมื่อ ทำจำนวนอินเตอร์ลีฟใหม่ก็ต้องคำนวณความหนาของขั้นลวดใหม่ เราอาจรื้อเอาแผ่นแกนและชั้น ของหม้อแปลงไฟเพาเวอร์ถ้าแผ่นชั้นที่แกนมันบางพอ ( หม้อแปลงในงานออดิโอ มีการใช้แผ่นเหล็กที่มีความหนาเพียง 0.014" นิ้ว (ประมาณสองเท่าของความหนาของเนื้อแผ่นฟลอปปี้ดิสก์หรือแผ่นกระดาษ)

การรื้อลวดจะเป็นประสพการณ์และได้ความรู้ความชำนาญเพิ่มขึ้น เป็นการง่ายที่จะพันกลับไปอีกก็ได้ตามต้องการ, การที่เรารื้อลวดหม้อแปลง ก็เท่ากับเรียนรู้การพันไปได้ครึ่งหนึ่งแล้ว

      ทำการพันลวดทั้งสองขด

      ทำการซ้อนชั้นแผ่นเหล็ก

      ทดสอบสมรรถนะ

หม้อแปลงที่ใช้ด้านดนตรีจะมีค่าอยู่ที่ 5-50 เฮนรี่ แต่สำหรับงานไฮไฟออดิโอจะอยู่ที่ 1 00 เฮนรี่ขึ้นไป.

     คำนวณค่าลวดที่จะใส่ลงให้พอดี เราสามารถคำนวณค่าการลั่วไหลได้ แม้ยังจะไม่มีตัวหม้อแปลงก็ตาม, แล้วก็ทำการพัน จนได้ ค่าที่ใกล้เคียงกับการคำนวณ ถ้าคุณมีความอดทนเพียงพอ ก็จะมีความสุขกับดนตรีจากฝีมือของคุณเอง

แปลและเรียบเรียง... AHT สำหรับท่านที่มีหลอดอยู่แล้ว จะไปสั่งหม้อแปลงเอาต์พุตที่ร้านพันหม้อแปลงคงจะต้องบอกเขาคร่าวๆ ก่อนว่าหลอดของเราเบอร์อะไร ต้องการใช้ไฟออกเท่าไหร่ ซึ่งทีมงานของเราก็อุสาห์ไปสืบเสาะค้นคว้าหามาจนเจอดังนี้ครับ คงพอเป็นแนวทางให้หลายๆ ท่านได้ดีพอสมควร

หน้านี้เป็นการเสริมของรายชื่อหลอดที่ผมลิสต์ไว้ ให้ไปหาดูจากเอกสารของบริษัทผู้ผลิต สำหรับแต่ละหลอดที่สนใจโดยมันจะมีค่าขอบเขตสูงสุดที่หลอดทนได้หลอดบางชนิดมีผู้ผลิดรายเดียวเท่านั้นแต่ส่วนใหญ่จะมีหลายแบรนด์ ยังมีข้อมูลอีกมาก แต่เราจะให้เป็นรีเหอรเรนซ์เท่านั้นไม่ใช่เอนไซโคลปีเดียหวังว่าเว็บนี้ คงช่วยคุณเลือกหลอดเอาท์พุทที่ต้องการได้ผู้เขียนไม่ขอรับผิดชอบในข้อมูลที่ไม่ตรง ไม่ว่ากรณีใดๆไม่มีการับประกันใดๆ จากการออกแบบจาก ที่บรรบยายในนี้ คำเตือน! หลอด ใช้อุปกรณ์ต่างๆ ที่มีไฟแรงสูงทั้งเอซี และดีซีซึ่งเป็นอันตรายถึงชีวิตหลอด ใช้ไฟสูงและอุณหภูมิสูง ซึ่งอาจก่อนให้เกิดการบาดเจ็บที่ถาวรต่อคุณและคนอื่นๆ อย่าพยายามสร้าง ทดสอบ หรือเข้าสัมผัสอุปกรณ์ที่มีไฟอยู่ นอกเสียจากคุณได้รับการฝึกฝนหรือได้รับใบคลวลลิฟายให้ทำได้จงระวังให้มาก เมื่อใช้ไฟ B+ ตามรายชื่อหลอด สายต่างๆ ควรมีฉนวนหุ้มหลอดที่ใช้ไฟมากกกว่า 450 ควรใช้ซ็อกเก็ตแบบมีฉนวนพิเศษ หลายๆ หลอดใช้แค็ปที่หัวหลอด จงระวัง! และใช้สายที่สั้นที่สุดคาปาซิเตอร์ที่ใช้ควรมีฉนวนหุ้มและห้ามบัดกรีที่ตัวถังของ C หลอดส่วนใหญ่จะเป็นแก้ว ซึ่งมีการทำสุญญากาศจะระเบิดเข้าด้านในแต่จะมีเศษแก้ว ซึ่งเป็นอันตรายกระเด็นออกมา จงถือมันอย่างระวังและเคารพ เมื่อไม่ใช้ให้ใส่ในกล่องที่ผู้ผลิตให้มา

1.SCREEN GRID (GRID # 2) SUPPLY

The Screen Grid should always be supplied by a suitable low voltagesupply, having a low-impedance path to ground - ie effectively AC earthed.See Screen-Grids page for full details.

2."ULTRA-LINEAR" OPERATION

An alternative to normal tetrode, pentode or beam power tubeconfigurations is the Ultra-linear circuit.Ultra-linear configuration avoids the need for a separate screen grid supply."ULTRA-LINEAR" is a term when applied to audio amplifiers, describes thatoutput stage configuration whereby the screen grids (Grid 2) of tetrodesor pentodes are fed from a tapping on theprimary of the outputtransformer, typically 43% turns or 19%impedance, instead of from aseparate DC supply.Ultra-linear is also known as distributed load operation.Full details are provided in my separate ULTRA-LINEAR page.

หลอดมีหลายประเภทพอจะแบ่งออกได้เป็นดังนี้

TRIODE, TETRODE, PENTODE and BEAM POWER

audio output tubes from manufacturers dedicated to excellence in

performance and reliability.

ดังนั้นถ้าท่านนักประดิษฐ์จะทำเอาต์พุตสำหรับหลอดก็ลองดูว่าหลอดท่านเบอร์อะไรและต้องใช้เอาตุพันแรงดันไฟตามสูตรที่ให้ไว้ดังนี้หรือเปล่านะครับ

1.OUTPUT TUBES for B+ to 250V DC

6AQ5A

6AS7G

6DS5

6J6 (150v)

1626

5763

5998 (similar to 6AS7G)

6005 (=6AQ5W)

6080

6082

6094 (=6AQ5W)

6095 (=6AQ5W)

6520 (=HQ version of 6AS7G)

6870

7558

EC90

2.OUTPUT TUBES for B+ to 300V DC

2A3

42

47

6A3

6B4G

6BM8

6BQ5/EL84

6C4

6CM5

6CM6

6CZ5

6EM5

6K6GT

6M5

6N7GT

6V6GT

4074A

5618

5763

6417

7189 (HQ form of 6BQ5/EL84)

7408 (HQ form of 6V6GT)

7868

3.OUTPUT TUBES for B+ to 350V DC

6F6GT

6L6GB

1613

5556

6293 (similar to 6146)

7581A (similar to 6L6GC)

KT81

4.OUTPUT TUBES for B+ to 400V DC

2E24

2E26

6AR5 (similar to 5881)

6AR6 (similar to 5881)

1610

1614 (375v) (HQ form of 6L6G)

1619 (HQ form of 6L6G)

1622 (HQ form of 6L6G)

4300A

5881 (HQ form of 6L6G)

5932 (HQ form of 6L6WGA)

6098 (similar to 5881)

6973 (HQ form of 6CZ5)

EL37

KT61

5.OUTPUT TUBES for B+ to 450v DC

6L6GC

6L6GCW

10-Y

841

842 (425v)

843

1608 (425v)

1632 (HQ form of 12L6GT)

5894

6550

7027A (HQ form of 6L6GCWA)

6.OUTPUT TUBES for B+ to 500V DC

802

837

4061A

6524

6850

KT66

7.OUTPUT TUBES for B+ to 600V DC

5B/254M (= 807)

6AR6/6098

6BG6GA

6BQ6GTB/6CU6

6DQ6A

801A

802

807 (= QV05/25, QE06/50, 5B/254M, ATS25)

832A (600v)

1624 (similar to 807)

1625 (similar to 807)

4033L

4043C

5894/QQE06-40

5933 (=807W)

6098/6AR6

6146

6159 (similar to 6146)

6293

6550

6883B (similar to 6146)

8032A

8298 (similar to 6146B)

8417

8552

ATS25 (= 807)

KT77

KT88

P17X

QE06/50 (=807)

QQE06-40/5894

QV05-25 (=807)

QV06-20 (=6146)

5B/251M

5B/252M

5B/254M

5B/255M

5B/256M

5B/257M

5S1-B

8.OUTPUT TUBES for B+ to 750V DC

809

829B

865

1623 (similar to 809)

6384 (similar to 6AR6)

KT90

9.OUTPUT TUBES for B+ to 800V DC

6CA7/EL34

12E1

826

EL34/6CA7

10.OUTPUT TUBES for B+ TO 1250v DC

203A

211

800

804

811A

812A

814

830B (1000v)

832 (1000v)

834

835

838

845

850

4304CB (1000v)

5588 (1000v)

8005 (similar to 203A)

4X150A

4X150D

4CX150A

4CX150D

11.OUTPUT TUBES for B+ to 1500v DC

805

808

12OUTPUT TUBES for B+ to 2000v DC

803

810

828 (1750v)

7203/4CX250B

7580W/4CX250R

8001/4E27

8957/4CX250B

4CX250B/7203/8957

4CX250R/7580W

4E27/8001

4X250B

13.OUTPUT TUBES for B+ to 2500v DC

204A

4CX350A/8321

4CX350F/8322

4CX350FJ/8904

813 (= QB2/250)

849

5866

7986

8000 (similar to 810)

8321/4CX350A

8322/4CX350F

8904/4CX350FJ

QB2/250 (= 813)

14. OUTPUT TUBES for B+ to 3000v DC

3-500Z/8802

4-65A/8165

4-125A/4D21/6155

4CX1000A/8168

6C24

806

6155/4-125A/4D21

8165/4-65A

8168/4CX1000A

8802/3-500Z

15.OUTPUT TUBES for B+ to 4000v DC

4-250A/5D22

4-1000A (6000VDC)

4E27/8001

4E27A/5-125B

4X500A

250TH/454H/RK63A

454H/250TH/RK63A

8001/4E27

Do It Yourself  Forever      

HOW TO MAKE AUDIO OUTPUT TRANSFORMERS

 

R loudspeakers impedance Ohms
N tube power in W W
Ra plate load impedance Ohms
Ia plate current A (mA)
F core area cm2
n 1 winding per Volt winding
Up AC on primary V
np primary winding winding
p prim/sec turns ratio  
ns secondary winding windind
I secondary current A
d1 wire diametar - primary mm
d2 wire diametar - secondary mm

WARNING: be careful of high voltage on primary!

1. Calculations for necessary transformer dimension (core area)

(1)

17.april 2000. suggestion Damir S. - Croatia Better calculations for transformer dimension: (EI core area) F=20*SQTR(N/fd) F = core area (cm2) N = tube power in W fd = the lowest freqency that you wont to accomplish

 

2.Winding per Volt

(2)

3. Calculation for primary winding (np)

a.) Before calculation for np - calculate AC on primary (Up) ,

(3)

b.) and primary winding (np) is:

(4)

4.Calculation for secondary winding ( ns)

a.) Before calculation for ns - calculate primary/secondary turns ratio (p)

(5)

b.) and secondary winding (ns) is:

(6)

5. Wire diameter: dp (primary) and ds ( secondary )

a.) primary: For I a (tube data) - see TABLE

example: if Ia =50 mA - wire diametar is 0,16mm or 0,18 mm with isolation (row 11)

b.) secondary : current of secondary (I s ) =

(7)

and see TABLE

example: if I s =1,3 A - wire diametar is 0,8 mm or 0,85 mm with isolation (row 31)

E & C core

Isolation (gap) width highly effects final results

For that reason, specify the width experimentally (for a start: 0,2 mm )

Perform the necessary measuring with instruments (frequency response) and by listening !

Allways put a thin isolation material (resistant to high temperatures)

between primary rows.

Secondary is not that critical, but wouldn't hurt.

EXAMPLE 1e

Output transformers for triode 300B (plate voltage 400 V, DC gird voltage -89V)

Class A (single ended)

R ( loudspeakers impedance) = 8 ohms

N (tube power in W) = 11,5 W

Ra (plate load impedance) = 3000 ohms

Ia (plate current) = 50 mA

1.) F=2sqtrN      F=2 sqtr11,5 = 2 * 3,39 = 6,78 cm2

2.) n1=70/F      n1= 70/6,78 = 10,32

3a.) Up= sqtr(N*Ra)   Up = sqtr (11,5* 3000) = 186 V

3b.) np = Up * n1      np= 186 * 10,32 = 1919

4a.) p=sqtr(Ra/R)     p=sqtr(3000/8) = sqtr375 = 19,36

4b. ) ns=np/p      ns=1919 / 19,39 = 99

5a.) Primary wire diametar

For    Ia=36 mA ( tube data ) see TABLE ( row 11)

d p =0,14 mm - with isolation 0,16 mm

5b.) Secondary wire diametar

Is =sqtr(N / R) = sqtr (11,5 / 8) = sqtr 1,43 = 1,19 A

For Ia=1,19 A see TABLE  (row 31)

d = 0,8 mm - with isolation 0,85 mm

EXAMPLE 2e

Output transformers for triode 211 (plate voltage 1250 V, DC gird voltage -80V)

Class A (single ended)

R ( loudspeakers impedance) = 8 ohms

N (tube power in W) = 19,7 W

Ra (plate load impedance) = 9200 ohms

Ia (plate current) = 50 mA

1.) F=2sqtrN      F=2 sqtr19,7 = 2 * 4,43= 8,87 cm2

2.) n1=70/F      n1= 70/8,87 = 7,9

3a.) Up= sqtr(N*Ra)   Up = sqtr (19,7* 9200) = 425 V

3b.) np = Up * n1      np= 425 * 7,9= 3363

4a.) p=sqtr(Ra/R)     p=sqtr(9200/8) = sqtr1150 = 33,9

4b. ) ns=np/p      ns=3363 / 33,9= 99

5a.) Primary wire diametar

For    Ia=60 mA ( tube data ) see TABLE ( row 12)

d p =0,18 mm - with isolation 0,19 - 0,2 mm

5b.) Secondary wire diametar

Is =sqtr(N / R) = sqtr (19,7 / 8) = sqtr 2,46 = 1,569 A (1,6 A)

For Ia=1,6 A see TABLE  (row 31)

d = 0,9 mm - with isolation 0,95 mm

d i Y   f O R e V e r

wire diametar (mm)
wire diametar with isolation (mm)
current load in ( A) (thickness 2,5A/mm2)

 

A

B

C

rows

d (mm)

d1 (mm)

Ia or Is (A)

01

0,06

0,07

0,007

02

0,07

0,085

0,01

03

0,08

0,095

0,013

04

0,09

0,105

0,016

05

0,1

0,115

0,02

06

0,11

0,13

0,024

07

0,12

0,14

0,028

08

0,13

0,15

0,033

09

0,14

0,16

0,038

10

0,15

0,17

0,04

11

0,16

0,18

0,05

12

0,18

0,2

0,063

13

0,2

0,22

0,079

14

0,22

0,24

0,095

15

0,25

0,27

0,123

16

0,28

0,30

0,154

17

0,3

0,32

0,177

18

0,32

0,35

0,201

19

0,35

0,38

0,24

20

0,38

0,41

0,284

21

0,4

0,43

0,314

22

0,42

0,455

0,346

23

0,45

0,485

0,40

24

0,48

0,515

0,452

25

0,5

0,535

0,49

26

0,55

0,59

0,594

27

0,6

0,64

0,71

28

0,65

0,69

0,83

29

0,7

0,74

0,96

30

0,75

0,8

1,1

31

0,8

0,85

1,26

32

0,85

0,9

1,42

33

0,9

0,95

1,6

34

0,95

1

1,77

35

1

1,05

1,96

36

1,05

1,11

2,16

37

1,1

1,16

2,37

38

1,15

1,21

2,6

39

1,2

1,26

2,83

40

1,25

1,31

3,07

41

1,3

1,36

3,32

42

1,35

1,41

3,58

43

1,4

1,46

3,85

44

1,45

1,51

4,13

45

1,5

1,56

4,42

46

1,55

1,61

4,72

47

1,6

1,66

5,04

48

1,65

1,71

5,35

49

1,7

1,76

5,67

50

1,75

1,81

6

Most of the specification tables provided in this website include both imperial and metric decimal diameter values.

Gauge Number

  Washburn  & Moen

British Imperial Standard (S.W.G.)

  Birmingham     or Stubs

American or Brown & Sharp

7/0

.4900"

.500"

---

---

6/0

.4615"

.464"

---

.5800"

5/0

.4305"

.432"

.500"

.5165"

4/0

.3938"

.400"

.454"

.4600"

3/0

.3625"

.372"

.425"

.4096"

2/0

.3310"

.348"

.380"

.3648"

1/0

.3065"

.324"

.340"

.3249"

Gauge Number

  Washburn  & Moen

British Imperial Standard (S.W.G.)

  Birmingham     or Stubs

American or Brown & Sharp

1

.2830"

.300"

.300"

.2893"

2

.2625"

.276"

.284"

.2576"

3

.2437"

.252"

.259"

.2294"

4

.2253"

.232"

.238"

.2043"

5

.2070"

.212"

.220"

.1819"

6

.1920"

.192"

.203"

.1620"

7

.1770"

.176"

.180"

.1442"

8

.1620"

.160"

.165"

.1284"

9

.1483"

.144"

.148"

.1144"

10

.1350"

.128"

.134"

.1018"

11

.1205"

.116"

.120"

.0907"

12

.1055"

.104"

.109"

.0808"

13

.0915"

.092"

.095"

.0719"

14

.0800"

.080"

.083"

.0640"

15

.0720"

.072"

.072"

.0570"

16

.0625"

.064"

.065"

.0508"

17

.0540"

.056"

.058"

.0452"

18

.0475"

.048"

.049"

.0403"

19

.0410"

.040"

.042"

.0358"

20

.0348"

.036"

.035"

.0319"

 

Gauge Number

  Washburn  & Moen

British Imperial Standard (S.W.G.)

   Birmingham     or Stubs

American or Brown & Sharp

21

.0317"

.032"

.032"

.0284"

22

.0286"

.028"

.028"

.0253"

23

.0258"

.024"

.025"

.0225"

24

.0230"

.022"

.022"

.0201"

25

.0204"

.020"

.020"

.0179"

26

.0181"

.018"

.018"

.0159"

27

.0173"

.0164"

.016"

.0141"

28

.0162"

.0148"

.014"

.0126"

29

.0150"

.0136"

.013"

.0112"

30

.0140"

.0124"

.012"

.0100"

31

.0132"

.0116"

.010"

.0089"

32

.0128"

.0108"

.009"

.0079"

33

.0118"

.0100"

.008"

.0070"

34

.0104"

.0092"

.007"

.0063"

35

.0095"

.0084"

.005"

.0056"

36

.0090"

.0076"

.004"

.0050"

37

.0085"

.0068"

---

.0044"

38

.0080"

.0060"

---

.0039"

39

.0075"

.0052"

---

.0035"

40

.0070"

.0048"

---

.0031"

 

Gauge Number

  Washburn  & Moen

British Imperial Standard (S.W.G.)

   Birmingham     or Stubs

American or Brown & Sharp

41

.0066"

.0044"

---

.00280"

42

.0062"

.0040"

---

.00249"

43

.0060"

.0036"

---

.00222"

44

.0058"

.0032"

---

.00198"

45

.0055"

.0028"

--

.00176"

46

.0052"

.0024"

---

.00157"

47

.0050"

.0020"

---

.00140"

48

.0048"

.0016"

---

.00124"

49

.0046"

.0012"

--

.00111"

50

.0044"

.0010"

--

.00099"

The makeup and construction of electrical wire compare AWG to SWG and metric sq.mm cable sizes with Equivalent Circ. Mils conductor size

Electrical Wire Conversion Tables
For structural wire tables:- SWG, AWG, metric, click here
For sheet metal gauge SWG to metric click here

Circ. Mils

Equivalent
Circ. Mils

Awg.
Size

Metric
Wire
Size
mm 2

Stranding/ Wire
Dia. per Strand

Approximate
Overall Diameter

in

mm

in

mm

-
1020
-
1620
1620
-
-

987
-
1480
-
-
1974
1974

-
20
-
18
18
-
-

0.50
-
0.75
-
-
1.0
1.0

1/.032
7/.0121
1/.039
1/.0403
7/.0152
1/.045
7/.017

1/.813
7/.307
1/.991
1/1.02
7/.386
1/1.14
7/.432

.032
.036
.039
.040
.046
.045
.051

0.81
0.91
0.99
1.02
1.16
1.14
1.30

2580
2580
-
-
4110
4110

-
-
2960
2960
-
-

16
16
-
-
14
14

-
-
1.5
1.5
-
-

1/.0508
7/.0192
1/.055
7/.021
1/.0641
7/.0242

1/1.29
7/.488
1/1.40
7/5.33
1/1.63
7/.615

.051
.058
.055
.063
.064
.073

1.29
1.46
1.40
1.60
1.63
1.84

-
-
6530
6530
-
-

4934
4934
-
-
7894
7894

-
-
12
12
-
-

2.5
2.5
-
-
4
4

1/.071
7/.027
1/.0808
7/.0305
1/.089
7/.034

1/1.80
7/.686
1/2.05
7/.775
1/2.26
7/.864

.071
.081
.081
.092
.089
.102

1.80
2.06
2.05
2.32
2.26
2.59

10380
10380
-
-
13090
13090

-
-
11840
11840
-
-

10
10
-
-
9
9

-
-
6
6
-
-

1/.1019
7/.0385
1/.109
7/.042
1/.1144
7/.0432

1/2.59
7/.978
1/2.77
7/1.07
1/2.91
7/1.10

.102
.116
.109
.126
.1144
.130

2.59
2.93
2.77
3.21
2.91
3.30

16510
16510
-
-
20820
20820

-
-
19740
19740
-
-

8
8
-
-
7
7

-
-
10
10
-
-

1/.1285
7/.0486
1/.141
7/.054
1/.1443
7/.0545

1/3.26
7/1.23
1/3.58
7/1.37
1/3.67
7/1.38

.128
.146
.141
.162
.144
.164

3.26
3.70
3.58
4.12
3.67
4.15

26240
26240
-
33090
41740

-
-
31580
-
-

6
6
-
5
4

-
-
16
-
-

1/.162
7/.0612
7/.068
7/.0688
7/.0772

1/4.11
7/1.55
7/1.73
7/1.75
7/1.96

.162
.184
.204
.206
.232

4.11
4.66
5.18
5.24
5.88

-
-
52620
66360
-
-

49340
49340
-
-
69070
69070

-
-
3
2
-
-

25
25
-
-
35
35

7/.085
19/.052
7/.0867
7/.0974
7/.100
19/.061

7/2.16
19/1.32
7/2.20
7/2.47
7/2.54
19/1.55

.255
.260
.260
.292
.300
.305

6.48
6.60
6.61
7.42
7.62
7.75

 

Circ. Mils

Equivalent
Circ. Mils

Awg.
Size

Metric
Wire
Size
mm 2

Stranding/ Wire
Dia. per Strand

Approx.
Overall Diameter

in

mm

in

mm

83690
-
105600
133100
-
167800
167800

-
98680
-
-
138100
-
-

1
-
1/0
2/0
-
3/0
3/0

-
50
-
-
70
-
-

19/.0664
19/.073
19/.0745
19/.0837
19/.086
19/.094
37/.0673

19/1.69
19/1.85
19/1.89
19/2.13
19/2.18
19/2.39
37/1.71

.332
.365
.373
.419
.430
.470
.471

9.43
9.27
9.46
10.6
10.9
11.9
12.0

-
-
211600
-
250mcm
300mcm

187500
187500
-
237.8mcm
-
-

-
-
4/0
-
-
-

95
95
-
120
-
150

19/.101
37/.072
19/.1055
37/.081
37/.0822
37/.090

19/2.57
37/1.83
19/2.68
37/2.06
37/2.09
37/2.29

.505
.504
.528
.567
.575
.630

12.8
12.8
13.4
14.4
14.6
16.0

350mcm
-
400mcm
-
-
500mcm
500mcm

-
365.1mcm
-
473.6mcm
473.6mcm
-
-

-
-
-
-
-
-
-

-
185
-
240
240
-
-

37/.0973
37/.100
37/.104
37/.114
61/.089
37/.1162
61/.0905

37/2.47
37/2.54
37/2.64
37/2.90
61/2.26
37/2.95
61/2.30

.681
.700
.728
.798
.801
.813
.814

17.3
17.8
18.5
20.3
20.3
20.7
20.7

-
600mcm
700mcm
750mcm
750mcm
-

592.1mcm
-
-
-
-
789.4mcm

-
-
-
-
-

300
-
-
-
-
400

61/.099
61/.0992
61/.1071
61/.1109
91/.0908
61/.114

61/2.51
61/2.52
61/2.72
61/2.82
91/2.31
61/2.90

.891
.893
.964
.998
.999
1.026

22.6
22.7
24.5
25.4
25.4
26.1

800mcm
800mcm
1000mcm
1000mcm
-

-
-
986.8mcm
-
1233.7mcm

-
-
-
-
-

-
-
500
-
625

61/.1145
61/.0938
61/.1280
91/.1048
91/.117

61/2.91
91/2.38
61/3.25
91/2.66
91/2.97

1.031
1.032
1.152
1.153
1.287

26.2
26.2
29.3
29.3
32.7

1250mcm
1250mcm
1500mcm
1500mcm
-

-
-
-
-
1578.8mcm

-
-
-
-
-

-
-
-
-
800

91/.1172
127/.0992
91/.1284
127/.1087
91/.132

91/2.98
127/2.52
91/.1284
127/.1087
91/.132

1.289
1.290
1.412
1.413
1.452

32.7
32.8
35.9
35.9
36.9

-
2000mcm
2000mcm

1973.5mcm
-
-

-
-
-

1000
-
-

91/.147
127/.1255
169/.1088

91/3.73
127/3.19
169/2.76

1.617
1.632
1.632

41.1
41.5
41.5


**

 Choosing optimum load for output tube /SE amp/:

For triodes choose - R L = (2-6) R P /optimum is around 4 R p/

Higher R L for triodes means lower distortion and lower output power.

The output power is about 1/4 of P P - plate dissipation. P out = 0.25 P P

For pentodes or beam power tubes - R L = (0.1) R P

For pentodes, tetrodes or beam power tubes the impedance is critical for best performance - higher power and lower distortion.

The output power is about 1/2 of P P - plate dissipation. P out = 0.5 P P

WHERE: R L - load resistance /impedance of transformer primary/ ; R P - plate resistance of chosen valve.

Longest simplified equation is:

Square stack is suitable for all outputs and to include stack reduction from lamination insulation we have to increase size of calculated stack with 5% - 10 %. Better use grain oriented silicon steel for best results.

Where :

- P out is the output power

- G is coefficient of weight between copper and iron /G=1.5 - 1.0/

- f min is the lowest desirable frequency

- I s is the density of current in the wire - Ampere/sq. millimeter (1.5 - 2.5 A/sq. mm). Oxygen free copper wire is preferred for outputs /silver is ten times more expensive and the improvement you will achieve is not that audible/. The lower I s the lower copper losses are introduced in the transformer.

- B is Magnetic Field Intensity in Gs /Gaus/ usually for 4 % silicon steel is chosen between 2000 - 16 000 Gs. For output transformers up to 25 Watt the practice has shown that 5000 - 6000 Gs is most suitable number to choose in the linear part of hysteresys curve before saturation is reached especially with lower frequency of interest. The higher B - the higher iron losses /heat/ is introduced. /For cheeper or higher power guitar amps you may choose B=10 000 - 12 000 Gs that means higher distortion and losses and reduced band pass, but if you have some special iron, made with addition of cobalt, nickel or some rare earth elements you may go up to 20 000 Gs without any losses or added distortion/ In some measuring systems instead of Gaus is used Tesla - 10KGs=1T.

- Q - core size in sq. cm. Rule here is to choose right size. Not always the bigger is better as in the old days.

Shorter equation /for B=5000 Gs - 4% silicon steel/ is coming to:

If we choose f min = 25 Hz the equation boils down to shortest one we use in practice:

Also determine loudspeaker impedance Z to match with the transformer - that is usually 4, 6, 8 or 16 Ohm. That will be reflected on the primary /transformed/ with the transformer

The basic longer equation is

and for same values we use above ( B = 5000 Gs ; f min = 25 Hz) it comes down to simple arithmetics

Determining Output Transformer Impedance

When replacing the audio output transformer on a radio, the replacement should match the impedance of the original as close as possible. If the wrong transformer is used, the results can be low output and loss of tone quality. Universal output transformers are available which have multi-tapped primary and secondary windings to match a wide impedance range.

It is not uncommon for the vintage radio collector to have various output transformers laying about that have been pulled from parts sets, or have been obtained at swap meets. Often times, the primary and secondary impedance information is not available for these units, and it would be nice to have that information to be able to use these in a set that needs a new output transformer.

The average beam power output tube, such as the 6V6 requires a load of around 5,000 ohms, and the average speaker voice coil can vary from as low as 1 ohm to 8 ohms or more. So, how do we determine which of our output transformers will match that impedance range? With some simple test equipment and ohms law, we can calculate the impedance of an output transformer, but first lets look at the function of an output transformer and how it works.

Function And How It Works

A tube is a high-voltage/low-current (high-impedance) device, while a speaker is a low-voltage/high-current (low-impedance) device. The function of the audio output transformer is to transform the high impedance of the output tube to match the much lower impedance of the speaker. This is necessary to get an efficient transfer of the audio signal to the speaker. The output transformer as an impedance matching device, works on the principal of reflected load. To help explain this, refer to figure 1 below.

To keep the math simple, lets assume an output tube is supplying a 100 volt ac signal to the primary of an output transformer with a 10:1 winding ratio, and the secondary is feeding a 10 ohm voice coil (see figure 1A below). With 100 volts across the primary, there will be 10 volts across the voice coil connected to the secondary. Using ohms law, there will be 1 amp of current flowing in the voice coil.

I = E/R I = 10/10 = 1 ampere

For further simplification we will assume 100% efficiency in the transformer. Since we have a 10:1 ratio, the current flowing in the primary will be .1 ampere ( 1 amp in secondary divided by 10). With 100 volts across the primary, ohms law tells us that the primary looks like a 1,000 ohms impedance load to the tube.

Z = E/I Z = 100/.1 = 1,000 ohms

Now if we decrease the impedance of the load, what happens to the impedance in the primary? If we place another 10 ohm voice coil in parallel with the original one, we now have a 5 ohm load (see figure 1B below). Using ohms law again we see that the current in the secondary is now 2 amperes.

I = E/R I = 10/5 = 2 amperes

This means that the current in the primary also doubles to .2 amperes. Again using ohms law, the impedance of the primary is now 500 ohms.

Z = E/I Z = 100/.2 = 500 ohms

This is called the reflected load. A 10 ohm load reflects back a 1,000 ohm impedance, while a 5 ohm load reflects back a 500 ohm impedance. The reflected impedance is a function of the turns ratio of the transformer. Notice that the ratio of the primary impedance to the secondary impedance is the square of the turns ratio, or 100:1. In other words, a 10:1 turns ratio will give an impedance ratio of 100:1.

Figure 1

Checking An Unknown Output Transformer

We can now use this knowledge to determine the impedance of any unknown output transformer. All we need to do is determine the turns ratio of the transformer, and with that information we can calculate what impedance will be reflected back to the primary with a given load on the secondary. The test equipment to do this is quite simple; an ac voltmeter and a variable source of 60 Hz ac is all we need.

To determine the turns ratio we apply an ac voltage to the primary, and measure the voltage in the secondary. The voltage on the secondary will be stepped down by a proportional amount determined by the turns ratio of the transformer. Figure 2 below shows the schematic diagram of the test set-up. A variable auto-transformer (sometimes referred to by the brand name Variac) is used to apply the variable ac to the primary (see note below). An ac voltmeter is connected to the secondary to measure the output voltage. To make the calculation of the turns ratio easy, the input voltage is increased until the voltage on the secondary reads 1 volt. With the secondary reading 1 volt, measure the input voltage to the primary. Since the voltage on the secondary is set to 1 volt, the voltage measured on the primary will be the turns ratio. For example, if the voltage on the primary measures 25 volts, the turns ratio is 25:1 as illustrated in figure 2 below.

Note: An auto-transformer does not provide isolation from the ac line. For safety reasons, the auto-transformer should be used in conjunction with a 1:1 isolation transformer.

Figure 2

Now, armed with the turns ratio, we can calculate the impedance ratio and the impedance that will be reflected to the primary with a given load in the secondary. Remember we said earlier that the impedance ratio is the square of the turns ratio. With our 25:1 turns ratio transformer in figure 2, the impedance ratio is the turns ratio squared or, 25 X 25 = 625:1. So if the transformer is working into an 8 ohm load, the impedance that will be reflected to the primary will be the impedance ratio (625) multiplied by the load impedance (8 ohms), equal 5,000 ohms. If the load in the secondary is changed to a 4 ohm load, the reflected impedance in the primary would be 625 X 4 = 2,500 ohms.

So it can be seen that the turns ratio of the transformer determines what impedance will be reflected to the primary by the load impedance of the secondary, and that an improper load on the secondary can have several effects:

  • if the load impedance is too low this will increase the current in the transformer windings. This also reduces the primary impedance that the output tube sees which increases tube current flow.
  • if the load impedance is too high, this reflects a higher than normal impedance in the primary for the output tube.
  • poor sound quality and lack of volume.

The impedance load seen by the tube and output transformer is not constant. The frequency of the audio signal will vary over a wide range. The inductance in the windings will have a different impedance at different frequencies. At a certain frequency an 8 ohm voice coil may have an impedance of 10 ohms or at low frequencies it my have an impedance of 4 ohms. This varying load impedance is reflected back to the primary, so the tube, and output transformer must work into a varying impedance range.

Chosing A Replacement Output Transformer

Now lets assume we have a set that has an output transformer with an open winding that must be replaced, and the output tube is a single 6F6. The schematic will sometimes give the dc resistance of the windings but that doesn't help us know what impedance the transformer should be. First we look at the chart below and see that a 6F6 should work into a load resistance of approximately 7,000 ohms. What about the speaker voice coil impedance? If we do not know the voice coil impedance we can get a fairly good estimate by measuring the dc resistance of the coil and multiply by 1.25. Lets say this one measures 6.5 ohms, multiplied by 1.25 = 8.125 so we could call this an 8 ohm voice coil.

With this information we can determine what the turns ratio should be. By dividing the secondary load of 8 ohms into the 7,000 ohms required by the 6F6, we get an impedance ratio of 875:1. If the impedance ratio is the square of the turns ratio, then the turns ratio is the square root of the impedance ratio. Taking the square root of 875 gives us a 29.6:1 ratio, so an output transformer with a turns ratio in this range should work.

By using the test procedure outlined above we can test our spare output transformers to see if we have one that will meet our approximate 30:1 turns ratio requirement.

Wattage Rating

Output transformers are rated in wattage. A good rule of thumb is that the replacement transformer should be about the same size as the original. If the replacement has the same size core or larger it should handle the wattage OK.

Chart Showing Approximate Plate Load Resistance
For Various Output Tubes

Primary
Load
Impedance

18,000

14,000

10,000

8,000

7,000

5,000

4,000

2,000

Single Ended
Class A

1F4
1F5

1J5
1LB4
1T5
10
12A
12A7
38

6G6
19
41
49

1C5
1G5
1Q5
1S4
3Q5
3S4
6K6
6A4
7A5
7B5
12A6
14A5

2A5
6F6
12A
42
47

3B5
6AQ5
6L6
6V6
7C5
12A5
14C5
50
71A

6AC5
12A4
43
45
117L7

2A3
6Y6
7A5
25L6
35A5
35B5
35L6
48
50A5
50B5
50L6

Push Pull
Plate to Plate

 

6K6
47

6AQ5
6F6
6L6
6V6
42

6V6
12A5
50
71A

 

2A3
45

 

 

Note: The load resistance will vary somewhat depending upon the voltages applied to the tube and the type of bias (fixed or self-bias). Consult a tube manual for actual load resistance under different voltages and bias.

RMA Color Codes For Output Transformers

Output Transformer Design and Winding

Copyright 1999-2000 R.G. Keen. All rights reserved.

You can jump down to here to see how you might reverse engineer an output transformer nondestructively!

Or just read on here to see some of the start of the design procedure.

  1. Understand the terminology
  2. Understand the transformer equivalent circuit
  3. Write down requirements
  4. Select a core size
  5. Compute primary turns
  6. Compute secondary turns
  7. Fit wire to core window
  8. Compute leakage inductance
  9. If Fh is OK, go build it.
  10. Otherwise, select a new interleave and go back to fitting wire.
  11. Obtain materials
  12. Wind the coils
  13. Stack the laminations
  14. Test the performance
  15. If result is OK, you're done, enjoy.
  16. Otherwise, go back and select a new (probably bigger) core size and loop back through the process.

Understand the terminlogy

E-I lamination

A flat transformer steel lamination composed of pairs of E-shaped and I shaped pieces. The middle projection or tongue of the E is placed through the center of a coil of wire, and the I placed at the end like this" EI" so the iron forms a complete magnetic path through the center and around the outside of the coil. 

Scrapless lamination

An E-I lamination with proportions such that two E's and two I's are stamped from a rectangle of iron with no waste left over. This is the least expensive shape for transformer iron, and is the standard for the industry for non-special purpose transformers. The proportions are special, obviously. The I's are stamped from the open areas of two end-facing E's. The middle part, or tongue, of each E is twice as wide as the two outer legs, and the empty area stamped out of the E (which forms the I) is half as long as the E is high from top to bottom. As you can see, since the proportions are pre-determined, you can specify any one dimension and all the rest are determined. E-I laminations are usually named by the tongue width: EI100 has a tongue that is 1.00 inches wide. EI150 is 1.5" wide, etc.

primary inductance

If you connect only the primary wires of a transformer, and measure the inductance, no energy leaves through any secondary windings, so the thing looks like (and is!) just an inductor. The amount of inductance you measure is the primary inductance. The primary inductance is a consequence of the iron and air in the magnetic field path, and is non-linear - you would measure somewhat different values under different conditions.

secondary inductance

Likewise, what you measure if you connect a measurement instrument only to the secondaries.

leakage inductance

Leakage inductance is inductance that results from the parts of the primary's magnetic field that does not link the secondary. This is an inductance from which the secondary can never draw energy, and represents a loss of effectiveness in the transformer. If you short the secondary winding and then measure the "primary" inductance, you will measure the leakage inductance, which appears to be in series with the primary winding.

core loss

The iron in the core is itself conductive, and the magnetic field in it induces currents. These currents cause the loss of energy, and this comes out as heat. The core loss represents a price you have to pay to use a transformer. Core loss is strongly related to frequency, increasing linearly as the frequency goes up.

eddy current

Eddy currents are the currents induced in conductors in a magnetic field - such as the iron core. The inside of a conductor looks like a shorted transformer turn to the magnetic field, so the currents can be large, and can cause substantial heating, as in the core losses.

copper loss

Copper is not a perfect conductor. Current moving through copper causes the copper to heat up as it moves through the resistance of the wire.

winding window

This is the area of a core available for winding wires into.

margins

Space left at the end of a coil former where no copper windings are placed. This keeps the copper wire from going out to the very edges of the coil former, and improves the voltage isolation between layers and windings.

window fill

The amount of the winding window that is filled up with copper wires, insulation, etc. Usually expressed as a percent of the winding window area.

interlayer insulation

After winding a neat layer of wire on a coil, you put a thin layer of insulating paper, plastic film, etc. over it. This is interlayer insulation. It helps keep the insulation of the wires from breaking down from the stress of the voltage difference between layers, and mechanically helps form a neat, solid coil.

B

Magnetic field intensity, or "flux density"; sometimes measured in flux lines, Gauss or kiloGauss, or Teslas depending on the measurement system you use. Most transformer iron saturates around 14 to 20 kGauss. Ceramic materials saturate at around 3-4kGauss.

H

Coercive force. This is what "forces" the magnetic field into being. It's usually measured in Ampere-Turns per unit of magnetic circuit length, often ampere-turns per meter.

B-H curve

Pretty simply, the graph of B versus the causative H. When there is a large slope of B versus H, the permeability of the material is high.

saturation

At saturation, the permeability falls off, as more H cannot cause higher B.

Insulation class

Transformer insulation is rated for certain amounts of temperature rise. Materials which withstand temperatures under 105C are Class A. Class B materials withstand higher termperatures, and other letters even higher temperatures. Class A insulation is the most common for output transformers, as no great temperature rise (by power transformer standards at least) are encountered. This "class" is not related to the bias class of the amplifier at all, they just happened to use the same words.

Stack

How much iron is put inside the coils of wire making up the windings of the transformer. The lamination size determines the width of the tongue, the stack height determines the height, and the width times the height is the core area, which is a key determiner of the power handling capability of the transformer. All other things being equal, more stack height means either a greater inductance for a given number of turns, or a fewer number of turns for the same inductance. This is one means of juggling wire sizes and window fill.


Understand the transformer equivalent circuit

Write down requirements:

Determine:
Power through the transformer
Lowest frequency to be passed
Highest frequency to be passed
Primary and secondary voltages or impedances to be matched
Primary/secondary voltage and impedance ratios
 

Write down requirements:

Determine what you're going to build (or hope you are!). To do this you need a clear statement of your design goals - what you are going to build, what output tubes you will use, what impedance(s) are to be matched, etc.
As an example, you might want to design an output transformer for a single pair of 6L6 output tubes.  From the tube data books, you determine that a pair of 6L6's will put 40-50W in Class AB push pull into a 4400 ohm plate to plate impedance.  You know you would like to match this impedance to loads of 8 and 4 ohms, and this will be used for guitar only, not bass or hi-fi.

By merely stating that, you have defined a lot of what you need to design a transformer. The power requirement and the low frequency requirement effectively set the physical size of the transformer, and the high frequency limits implied in the "guitar" frequency range sets a minimum upper bound on the high frequency response of the transformer, and hence an upper bound on the leakage inductance that the transformer can have. The choice of biasing into class AB is also significant, as this helps define the current range in the primary winding and sets a lower limit on the size of the wire the primary can be wound from.

Determine:
Power through the transformer = 50W (estimated)
Lowest frequency to be passed = 82Hz
Highest frequency to be passed =  10KHz
Primary and secondary voltages or impedances to be matched: Xp=4400 Xs=8, 4 ohms
Primary/secondary voltage and impedance ratios: Xp/Xs= 4400/8=550  4400/4=1100. Ns/Np=23.45 and 33.2 (4 ohms)
 

Select a core size for the given power level:

This is best done by experience- e.g. other designs, or relating to a 60Hz power transformer of known power. However,  you can also do it by computing the area product of laminations and estimating. If you're serious about this, consult Flanagan's transformer design books for charts and graphs or other transformer references. Experience or comparison works best, though, and is what the pros do in practice.

There are a number of factors in transformer design that influence the size of the core and hence set the size in one way or another. These things are related to the more normal things we look at and measure by some pretty complicated math and/or modeling relationships, and so they are essentially not calculable by the average Joe Designer. Even experienced designers use tables, charts, and the seats of their pants to pick a core.  If you have a replacement application in mind, a really, really good guess is the size that is in there now, plus a bit if you want to make it better some way. The simplest way to allow for extra goodness to be poured in is to make the "better" replacement somewhat bigger. 

Usually, since a transformer's cost of manufacture is about 80% based on the cost of the iron and copper in it and relatively little on the labor content, the economies that limited the original in some way were oriented toward making the final result the smallest and lightest it can be made - least iron and copper. Not being under such a restriction, you are free to make it better and remove some restrictions on you and your design by using a slightly bigger core.

Since the area product (winding window area times core stack tongue area) determines a lot of things about a transformer, you'll want to enlarge that by either using a bigger stack  of laminations (which increases only the core area) or by going to a bigger lamination, which increases the winding window and potentially the core area as well. For a number of practical winding reasons, you should stay with a core stack between square (the stack is the same height as the lamination tongue is wide) and a stack twice as high as the tongue width.  Using a bigger lamination and a stack smaller than square is usually not an economical success. If you need to go bigger than a 2:1 stack, then go to the next bigger size lamination and a stack that may be  a trifle less than square if you have to.

Since a power transformer can be thought of as an audio transformer that only has one frequency in it,  you can use the size of a 60Hz power transformer of known power as a reference for an output transformer for guitar. If you assume that the power transformer is probably designed a bit too close to the saturation flux density than you want, but that your lowest frequency is 82 Hz, not 60Hz, these two offer a first order offset, and for a 50W 82Hz output transformer, a 50W 60Hz power transformer would be close to the same size; certainly a good starting point. If you're trying to design a bass output transformer, that's an octave down from guitar, and you'd expect that it would be about twice as heavy since the lowest frequency is half that of one for guitar, so a good starting point for estimating the size of a bass transformer would be a 60Hz power transformer of about 100W rating. Note that transformers are rated in VA (Volt Amperes), which is like watts, but includes the possibility that the load is reactive and what it passes may not be real watts, but the volts will be the same and the total number of amperes will be the same.

As I mentioned, there is a pure computation method that can be done by computing the area product of laminations and estimating the power capability of the iron stack from that, but it is involved, and you'll have to dig it out on your own. I don't want to type the several pages that are needed. There's a useful quote in the Radiotron Designer's Handbook, 4th edition: 

"As a general rule, the output transformer should have the largest core which is practicable or permissible having regard to cost or other factors. A large core of ordinary silicon steel laminations is usually better than a small core of special low-loss steel."

When in doubt, make it bigger.
 

Compute turns

Compute Lp= Xp at Fl
Compute Np from Lp for the given core
Compute Np for Bmax<core material requirements
Use highest Np
Compute Secondary turns from Ns/Np or Xs/Xp
 

Compute turns

To determine the number of primary turns needed, you will have to satisfy two constraints. First, the primary inductance must be large enough to not shunt the power from the output devices away from the reflected load. This has the effect of requiring that Xlp be from equal to the plate to plate load at the lowest frequency of interest (which implies a 3db or half power loss) to being larger or much larger than the plate to plate load. As an example, if you want a 4400 ohm plate to plate load down to 82Hz, the minimum primary inductance you should use will be Lp = 4400/(2*pi*82) = 8.5 Hy. That will mean that you will have out only half power at the lowest notes of a guitar. If you want better response, you might want to up that by double, or quadruple. Assume you want to double it to 17 Hy. From that inductance, you can compute the number of primary turns to get about that inductance from your target core and stack.

In an actual design, you probably want the response to be not more than 1db down at the lowest note, not 3db down as the normal engineering calculations would suggest. That indicates making the primary inductance even bigger. 

A word about inductance. Primary inductance is NOT a constant. It varies with the care of stacking and adjusting the laminations, with the amount of excitation of the windings, and with any DC current through the windings. Compute a good target primary inductance, but don't get too excited if you don't get really close to the target. 

Computing the turns needed for a certain minimum inductance can be done two ways. One is an analytical way, using the permeability of the laminations you'll use.

By that method, N= Sqrt((Lp*l*10**8)/(3.2*A*u)) 

Where Lp = desired primary inductance
l = magnetic path length for the lamination in inches
A= core stack area, square inches
u= permeability of the core material

The manufacturer will of course have to supply you the number for permeability, or you'll have to measure it - a tough task. Lamination makers usually don't supply that number. What they do is to tell you the inductance of a square stack with 1000 turns of wire on it. Since inductance is linear with core area, and turns squared, you can compute turns for a given inductance directly from the maker's supplied inductance constant. 

The reverse is also true. You can take your preferred lamination, make a square stack with a nominal number of turns (1000 is a lot of work, but gives good measurements) and determine the inductance for that winding. This will also subsume your stacking and adjustment skills, and will be a more accurate number for how *you* will wind the transformer.

Once you have done that, you also need to compute an independent number of primary turns to keep the core from saturating on peaks of input signals at the lowest frequencies.  Here, you pick a nominal saturation flux density for the core material (usually 14kGauss for silicon steel transformer laminations).

Obviously, you'll need to know the peak signal level, and the lowest frequency. Again, for guitar, the lowest frequency is 82 Hz, and 41 Hz for bass. The peak-to-peak signal voltage can be taken to be the B+ voltage minus about 50V saturation on the output tubes. Assuming that this is a square wave is conservative; assuming a sine wave will lead to saturation in some cases - but you might want that, so think about it. For example, a 450V B+ gives a 400V pk-pk AC wave, which would be a 200Vrms square wave, or a 142Vrms sine wave.

Compute the number of primary turns that will keep that voltage from saturating the iron at that lowest frequency by computing

N = (E*10**8)/(kfbA)
Where E= Applied AC signal voltage
k= 3.5 to 4.44, depending on stacking factor. 4 is a good starting place for hand stacking. This parameter is often taken to be 4.44 for sine wave excitation and presumed perfect stacking. Be conservative.
f = lowest signal frequency
b = max flux density, somewhere between 10kG (well designed, low distortion hifi output transformers) and 17kG (power transformers); 14kG is a good start for guitar amps
A = area of the stacked tongue, square inches.

This is one place that the art of transformer design comes in. It turns out that the peak flux density in the iron can be directly related to the amount of distortion that the transformer will cause - the lower, the better. If you choose to go for a much lower distortion, you must limit the flux density by using even more turns. This may cause you to have to use finer wire, which may cause too much copper loss, or it may force you to a bigger core size. Usually, it is not necessary to keep flux density under 10kGauss even in hi-fi output transformers if you're using 4% silicon steel (the most common transformer iron).

Once you have two primary turns calculated, you pick the larger of the two as the number of primary turns. It usually works out that the number of turns you calculate for the desired primary inductance will be larger than the number you calculate to keep the flux density down to some specific level, but not always.

Compute Secondary turns from Ns/Np or Xs/Xp

Fit wire to core window

85% target  window fills
Even layers, margins, spiral windings, etc.
Interlayer and interwinding insulation.
Choose wire sizes, etc.

From our earlier calculations, we know how many turns have to fit in. It remains to pick which wire sizes to wind. It is very difficult to actually fill up more than about 85% of the winding window in E-I laminations, so we use 85% as a starting target.

The primary has to carry the whole power output plus losses, so we start by assigning it about half the available area, or 42.5% of the window. The secondaries will get the same. From there, we can divide the number of turns by the area to get the number of turns per square inch for the given wire, and consult a wire table for the nearest smaller wire size. This is the biggest practical wire size that will fit in the allotted window area to a first approximation. We also can calculate the wire size based on the currents. Wire tables list the size of the wire in "circular mils". If we assign a reasonable value of area per current, that is another way of finding a starting wire size. By experience, conservatively rated transformers usually work the copper wire at about 750 circular mils per ampere, and more-stressful use is something like 1000 circular mils per ampere. If you know the current, you can simply divide the current into the listed circular mils for wire and then p! ! ick the wire size that gives you closest to the working current density you want. This wire size is likely to be smaller than the size picked by the "maximum area" method. If it's bigger, you either have to work the wire with higher current density (more copper loss, higher temperatures) or go to a bigger core that lets you have more window area. In most cases, the max area wire size will give you an upper bound and the current density a softly defined lower bound on the wire size. You have to repeat this set of calculations for each secondary.

Once you settle on wire sizes, you have to compute the actual fit. The wiring should come out not only in about the right window space, but in even layers on the coil former. Using the wire tables, compute the number of turns per layer (being sure to use the diameter of the wire WITH insulation), leaving a margin at the end of the coil former of about 1/16" to 1/8" depending on wire sizes, with the bigger wires having the bigger margins. Once you know turns per layer, you can find the number of layers.

When you have wire sizes, layers, margins, etc., you can compute the build up of wire over the coil former, including wire, insulation, interlayer insulation, and all. This must come in less than the window height, or you have to start over with a bigger window (by using a bigger lamination), fewer turns by using a larger stack of iron, or smaller wire and higher copper loss.

Two or three passes through this will get you a fit on wire size in the window.

 

Compute leakage inductance for primary over secondary.

Compute Fh from "basic Leakage"
Select a new interleave factor based on Fh and Ll.

With a basic buildup of wire in a window, you can calculate the leakage inductances. For a simple primary-over-secondary winding, you can calculate the leakage reasonably well by knowing the physical dimensions of the window, and windings in the window. From there, the leakage inductance is reduced by the square of the number of interleavings. When you pick a new interleaving you must do the same construction of windings and build up you did with the initial wire sizes to check the fit in the window.

Obtain Materials

This is tough. Small orders to lamination makers are likely to difficult. You might try unstacking and unwinding a suitably sized 60Hz power transformer if the iron laminations are thin enough. (Note - good audio transformers have historically used iron of about 0.014" thickness, about twice the thickness of a computer card - which is itself becoming almost unknown.) Unwinding one is also one of the best introductions to transformer winding technique that you can get. Unwind one with the objective that you could put it back together if you wanted to. When you get done unwinding, you'll be semi-educated about how the winding should be done.

Wind the coils

Stack the laminations

Test performance

 

Reverse Engineering an Output Transformer - Nondestructively!

This question popped up at Ampage, and it needs a long answer, so I'm going to type it in here.

What simple tests can be done to capture the specs of a vintage output transformer ? You may not be able to fully blueprint the iron through any simple calculation, but you might be able to then provide some spec to produce another?

Fortunately, you can discover almost everything you need through nondestructive tests. We'll assume you have a working transformer running properly in the circuit it was designed for. This won't be trivial, but it's well within the reach of a modestly-equipped ham radio operator or well equipped amp tech.

In-circuit tests
With the transformer in the circuit, run the circuit at full non-distorted power (no visible sine wave distortion) and measure the AC voltages on each winding. With no signal in the circuit, measure the DC voltages at each point on the primary. 

Designed Volts/turn constant
Remove the transformer from the circuit. Using a ball-point carpet needle, thread some fine magnet wire through the spaces and holes between the core and windings. This does not have to be neat, you just need to get the turns in there. Count the turns *accurately* as you put them. 10 is probably enough. 

Drive the transformer secondary with a non-distorted sine wave of a few volts and 400 to 1000Hz through the transformer. Accurately measure the voltage on the secondary and on your added 10 turns as well as the primary. Make certain that all windings except the driven secondary are open circuited, no load at all. The voltage on the 10 turn winding lets you calculate the volts per turn that the transformer is running at. From this, you can calculate the number of turns on any winding, subject only to the accuracy with which you make the measurements, by measuring the voltage ratio to the 10 turn winding and the normal winding, then multiplying by the number of turns on the test winding. Do this for all windings. Using the AC voltages you measured for normal operation, you can now calculate the maximum volts/turn for the transformer.

Voltage/turns ratios
Having measured all the voltages in normal operation, you have the turns ratios and impedance ratios too, with just calculation. 

Wiring resistances
With an accurate ohmmeter, measure the DC resistances of all the windings. For windings under 100 ohms, you probably need a meter designed for measuring low ohms.

Primary inductance
Set up a test circuit with a high power transistor or MOSFET switch to switch 12VDC into the series connection of the transformer primary and an accurately known resistor to ground. Parallel the series resistor/primary with a clamp diode that is normally reverse biased. Drive the switch with a variable duty-cycle pulse generator and slowly increase the duty cycle from very tiny, watching the voltage across the resistor and inductor with an oscilloscope. The voltage across the resistor, which is proportional to the current through the inductor, will ramp up linearly when the switch is on and ramp down linearly through the diode when the switch is off.  Ensure you never use a duty cycle of 50% or more, as that does not let the inductor current go to zero before it is started back up again. In this case, the inductor current will ramp into saturation and burn something out.

Accurately measure the ramp time for a ramp up to some moderate current, like maybe 50-70ma. Compute the inductance from the R-L time constant. For primary inductances, ensure that all other windings are open circuited. You will find primary inductances in the range of 5-50Hy for most musical amplifier transformers. Hifi outputs may have primary inductances in the 100's of Hys.

Leakage inductance
Repeat the primary pulse inductance test, but this time short the secondary winding. The inductance will be lower by a factor of 1000 to over 100,000; the less the ratio of leakage inductance to primary inductance, the better the transformer, and the harder it is to wind. 

Primary self capacitance and rimary to secondary capacitance
These are measurable, but unimportant for musical amplifier output transformer use. They won't make a difference in the design.

Core measurements
Accurately measure the size of the laminations and the depth of the stack. Use some magnification and calipers and eagle-eye the thickness of the laminations.

B-H curve
If you're dead set on duplicating the transformer, there's a test you can do. More on that one later.

Now that you have all this, what do you do with it?

If you think about it, this is pretty much the same as a new transformer design where you've already determined the number of turns and core size, which speeds things up a lot. All you have to do is fit the wire into the window by selecting wire sizes and turns per layer, and then choose the interleaving to get the leakage inductance down.  

Wire fitting is easy once you've done it once, and is pure drudgery.

Interleaving is the hard part. There are whole chapters in transformer books on interleaving. The net of it is that the leakage inductance of a simple primary-over-secondary is calculable with reasonable accuracy from the physical measurements of the window and the windings. From there, the leakage inductance goes down by the square of the number of interleavings. From some simple calculations out of the wire fitting, you can estimate the leakage with no interleaving, and then make a good guess about how many interleavings to do. HOWEVER.... there is no nondestructive way to find out the interleavings the original transformer had. You can build and test until it is close, though, if you're persistent enough.


 
 
 
  RW-20
Single-Ended Universal 20W type
Audio Output Transformer

The right on the photo is the R core output transformer in bare condition. The product is enclosed in the square case on the left.

RW-20 is R core audio output transformer for single-ended amplifier. Excellent magnetic properties of R core as well as precisely wound construction of the coil by the computerized manufacturing system achieve the wide bandwidth, low distortion, and low magnetic loss of the transformer.

What is R core Output Transformer ?

R core power transformers are now increasingly introduced for the high-end HiFi components because of its excellent technical advantages. R core is of non-cut construction and has excellent magnetic properties. The magnetic core used for audio output transformer has evolved from EI core, cut core, and to toroidal core achieving successful results to improve the performance of the transformer. R core has several advantages over toroidal core that has been evaluated as the best. In fact, R core enables further technical improvements of the audio output transformer. We have designed this R core audio output transformer and carried out the performance tests for final product. The product packaging is made by Kitamura Kiden Co., Ltd., an originator of the R core transformer.


For single-ended audio transformer, a gap is provided by cutting the core. This is for preventing the core from being magnetically saturated by superimposed DC current. A well-designed gap brings a constant inductance characteristic to the output transformer, an even level of inductance independent from the various levels of superimposed DC current or of the input signal, achieving the result that an audio output transformer has stable characteristics and good sound quality. Since R core has a good magnetic properties and excellent constant inductance characteristic, we are successful in introducing excellent audio output transformer for single-ended amplifier.

Outline

  • With power handling capacity 20W, primary impedance selectable either 2,700 ohms or 5,000 ohms, equipped with ultra-linear tap, RW-20 is the best matched for single-ended amplifier using 300B, 2A3, 6CA7/EL34, 6L6, KT66, etc. Great result will be obtained especially with the combination of triodes such as 300B and 2A3.
  • The combination of high performance core, generous turns of coil winding, and well-designed gap width achieve an excellent constant inductance characteristic, flat frequency response, and well-balanced mid and low range sound quality in the face of superimposed DC current that is inevitable for single-ended amplifier.
  • Precisely wound coil achieves plain attenuation characteristic at high frequency having any peculiar peaks and dips as well as extended service limit of the high end. This makes possible stable NFB operation and transparency in sound quality.
  • Perfect balance coil design achieves the low distortion factor, making possible a low distortion non-NFB amplifier.
  • Push-pull connection is also available. You can use this transformer as constant inductance type push-pull output transformer. With RW-20, you can build a maintenance-free push-pull amplifier.
  • Enclosed in a handy and beautiful square case. The same mounting dimensions as those of Tango XE-20 and FW-20.

Specifications

Type

for Single-Ended

Output capacity

20W/50Hz

Primary impedance

2,700 ohms, 5,000 ohms, with UL tap

Secondary impedance

6 ohms

Frequency bandwidth

40hz to 40Khz (-2dB), input=4V, signal source impedance=5,000 ohms

Primary inductance (H)

12H(min.), 13H(max.) (5,000 ohms, DC current 80mA)
7H(min.), 7.5H(max.) (2,700 ohms, DC current 80mA)

Primary permissible DC current

100mA (5,000 ohms), 120mA (2,700 ohms)

Recommended primary DC current

60mA or below (5,000 ohms), 80mA or below (2,700 ohms)

Power loss

0.33db

Dielectric withstanding voltage between primary and secondary

2KVAC

Maximum permissible voltage of primary P-P

1KVAC

Core

Type R50 50W core

Shape

Enclosed in square case, the same mounting dimensions as those of Tango FW-20 and XE-20

Connections

Lead wires

Overall dimensions and weight

W: 83mm, D: 78mm, H: 107mm, Wt.: 1.5Kg
W: 3.27inch, D: 3.07inch, H: 4.21inch, Wt.: 3.3lbs.

Price

US$98.00(excluding tax and shipping)


Selection of load impedance and phase

The table below describes the selection of load impedance and the relation of the phase between the primary and secondary. You can select non-inverted connection between the primary and secondary for two-stage amplifier and inverted connection for three-stage amplifier. When the load is selected to 5,000 ohms, two taps for UL are available; its feedback ratio is 50% or 25%. The higher ratio makes the plate resistance and distortion factor lower, however, the sensibility and output power will be reduced.

Connected to

Non-inverted 5,000 ohms

Non-inverted 2,700 ohms

Inverted 5,000 ohms

Inverted 2,700 ohms

Plate

Yellow

Blue

Orange

Green

Screen grid (UL tap ratio)

Red (50%)
Green (25%)

Green (33%)

Red (50%)
Blue (25%)

Blue (33%)

Power source

Orange

Orange

Yellow

Yellow


Shape and Dimensions

  • Transformer cover case facilitates mounting on the amplifier chassis and assures good looking.
  • The same mounting dimensions as those of Tango XE-20 and FW-20.
  • The beautifully finished case is four-side welded construction and black metallic painted.
  • Mounting and overall dimensions


Detailed Technical Characteristics

1. Frequency and Impedance Characteristics

The two main features are the wide bandwidth 40hz to 40Khz (-2db) and plain attenuation characteristic without any peculiar peaks and dips at the high frequency. The impedance characteristic is as well plain and quite similar to the frequency characteristic. The flat section of the impedance on the graph reads 4,800 ohms, a little bit smaller value than the nominal specifications.

2. Frequency Characteristic: with different signal levels and signal source impedances

The frequency characteristic of the audio output transformer varies with the magnitude of the input signal and with the signal source impedance that drives the transformer

  • When the input signal level decreases, the permeability of the core also decreases, which results in poor frequency response at low end. This means that a minute and detailed low frequency response becomes difficult to present. Only the audio output transformer equipped with good quality core is successful in minimizing such deterioration of the low frequency's sound quality at small signal level (0.4V).
  • If the high frequency characteristic of the output transformer is poor and such transformer is driven by beam or pentode power tubes having relatively high plate resistance, considerable amount of peaks and dips at the high frequency will present. In such case, the sound transparency would be lost and much worse, stable NFB would be practically impossible. Good quality output transformer minimizes the fluctuation of the high frequency characteristic caused by the different levels of signal source impedance.

When driven by the signal source impedance=5,000 ohms

The graph below shows the frequency response of the output transformer driven by the signal source impedance=5,000 ohms, which represents the case that the transformer is driven by beam or pentode power tubes having relatively high plate resistance. It features a wide bandwidth 40hz to 40Khz (-2dB) and plain attenuation characteristic at the high frequency without any peculiar peaks and dips. Compared to the push-pull transformer RX-40-5, the low frequency at very small signal level (0.4V) drops to a certain extent. High frequency attenuates in a plain manner, presenting a characteristic very suitable for NFB operation.

When driven by the signal source impedance=600 ohms

This represents the case that the transformer is driven by such as triode power tubes having relatively low plate resistance. The bandwidth further extends compared to the above case with the signal source impedance=5,000 ohms and the frequency response expands to 15hz (-2dB) at the low end and to 85Khz (-2dB) at the high end with every signal level. You will have an excellent result by the combination of RW-20 and 300B or 2A3.


3. Primary Inductance Characteristic

The primary inductance of the single-ended output transformer has a characteristic of constant inductance. With this, the output transformer can drive steadily the loudspeaker without being influenced by the level difference of the superimposed DC current or AC input signal. The less the inductance fluctuates under various conditions, the more solid and stable sound quality can be obtained.

  • To make the primary inductance have higher value and less fluctuation under various conditions, well-designed core gap, generous turns of coil winding, and better magnetic properties of the core are indispensable.
  • With the single-ended amplifier, superimposed DC current tends to fluctuate according to the output level change. When the primary inductance of the output transformer fluctuates because of the change of superimposed DC current, the low frequency response will also fluctuate. In other words, the low frequency response will change according to output power if the constant inductance characteristic of the output transformer is poor.
  • lf the core gap is widened, the constant inductance characteristic is improved, however, at the same time the value of the primary inductance decreases and consequently the low cut-off frequency will rise.

When designing RW-20, we attached greater importance to the constant inductance characteristic obtained from the excellent performance of R core. For this purpose, we have kept ourselves modest for the low frequency service limit. The primary inductance of RW-20 has an excellent constant inductance characteristic, 12H at minimum and 13H at maximum (5,000 ohms, superimposed DC current 80mA). The fluctuation of the inductance has been kept minimum. The graphs below show the inductance of the load 5,000 ohms and 2,700 ohms. You will notice its excellent constant characteristic. The inductance remains unchanged quite independent from the various levels of signal and DC current unless the core is saturated.



4. Characteristic when installed on our test amplifier

We have installed RW-20 on our 300B single-ended power amplifier and carried out the measurements. Since this is a test amplifier, the output transformers are not enclosed in case and unconnected lead wires are untouched for future tests.

Frequency characteristic with non-NFB

The low frequency extends down to 15hz (-3dB) within 1W output. At 6W, the frequency response below 30Hz attenuates because of the core saturation. Since the maximum permissible output is proportional to the square of the frequency ratio, the permissible output of RW-20 is 20W at 50hz that is exactly the design value, and then 7W at 30hz, 5W at 25hz, and 3W at 20hz. The high frequency extends up to 75Khz (-3dB), quite a good figure. The high frequency attenuation curve is very plain except small peak at 200Khz.

Distortion factor with non-NFB

The curves below represent a total distortion factor of the 300B amplifier and not only that of the output transformer itself. The distortion of 1Khz and 10Khz are low and remain at a quite same level. The curves are very simple. The distortion of 100hz is a little bit worse than that of 1Khz, however, this is an average performance as a middle size 20W single-ended output transformer.

Frequency characteristic with NFB=3dB

The graph below shows the frequency characteristic with NFB=3dB. At 1W output, the bandwidth is improved to 12hz to 85Khz (-3dB). At 6W output, the saturated core makes attenuate the response of low frequency below 30hz, nearly same characteristic as of non-NFB. The high frequency goes on excellently and attenuates in a plain manner.

Distortion factor with NFB=3dB

The graph below shows the distortion factor with NFB=3dB. You will notice very low distortion factors at 1Khz and 10Khz. At 100hz, the distortion is not so good as those of 1Khz and 10Khz; however, this is enough a low level as single-ended amplifier.

Application of RW-20 for push-pull output transformer

The primary coil of RW-20 is perfectly symmetrical the center of which is set at red lead wire. This construction enables RW-20 to be used as constant inductance type push-pull output transformer, fairly suitable to build a DC unbalance current proof, maintenance-free type push-pull amplifier. The table below describes the connections and specifications as constant inductance type push-pull output transformer.

Type

for constant inductance type Push-Pull

Output capacity

20W/40hz

Primary impedance

5,000 ohms, with UL (50%) taps

Secondary impedance

6 ohms

Frequency bandwidth

40hz to 95Khz (-2dB), input=4V, signal source impedance=5,000 ohms

Primary inductance (H)

12H(min.), 13H(max.)

Primary permissible DC current

180mA (for 2 tubes)

Primary permissible unbalance DC current

60mA (recommended 40mA or below)

Power loss (6 ohms load)

0.33db

Dielectric withstanding voltage between primary and secondary

2KV AC

Maximum permissible voltage of primary P-P

1KV AC

Core

Type R50 50W core

Shape

Enclosed in square case, the same mounting dimensions as those of Tango FX-40

Connections

Lead wires

1. Frequency Characteristic

The two main features are wide bandwidth 40hz to 95Khz (-2dB) and plain attenuation characteristic at high frequency without any peculiar peaks and dips. The low frequency response is the same as that of single-ended connection, clearly worse than that of RX-40-5, an exclusive push-pull output transformer. High frequency response is improved to 95Khz (-2dB) compared to the single-ended connection. This is because such push-pull connection of the transformer is equal to parallel drive of 1,250 ohms transformers since the center of the primary coil (red lead wire) is connected to the common source. The high frequency attenuates in a very plain manner, quite suitable for NFB operation.

ดังนั้นเราทีมงานจึงมีความมั่นใจเรื่องการทำหม้อแปลงไฟและเอาต์พุตต่างๆ หากจะสั่งเราติดต่อทางทีมงาน AHT ได้ทันทึ่

02-247-7128,01-890-7772

http://www.magnefield.com/homepage.html

วงเงินที่ท่านจับจ่าย ท่านจะได้ทั้งความรู้และทักษะ เพื่อพัฒนาตนเองสู่ DIY HIGH-END